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2.1 共模抑制

    仪表放大器将两个信号的差值放大。典型的差模信号来自传感器件，诸如电阻桥或热电偶。图1示出了仪表放大器的典型应用，来自电阻桥的差模电压被AD620（低功耗，低成本，集成仪表放大器）放大。在热电偶和电阻桥的应用中，差模电压总是相当小（几毫伏到十几毫伏）。而两个输入端输入的同极性、同幅值的电压约为2.5V，还有对测量无用的共模分量，所以理想的仪表放大器应该放大输入端两信号的差值，任何共模分量都必须被抑制。事实上，抑制共模分量是使用仪表放大器的唯一原因。实践中，仪表放大器从没有彻底抑制掉共模信号，输出端总会有一些残余成份。

    共模抑制比（CMRR）是用来衡量共模信号被放大器抑制程度的一个综合指标，它由下式定义

图1 在一个典型的仪表放大器的应用中，输入共模电压由来自桥的直流偏压（V_S/2）和输入线中检拾的任何共模噪声组成。共模电压的一部分总会出现在仪表放大器的输出端。

虽然直流失调电压可以通过微调和校准轻易除去，而输出端的交流误差却很麻烦。例如，如果输入回路从输电干线检拾到50Hz或60Hz的干扰，那么输出端的交流电压会降低整个应用的分辨度。滤除干扰代价很昂贵，并且仅在对速度要求不高的应用中才可行。显然，整个频率范围内的高共模抑制有助于减小外部共模干扰的影响。

    所以，实践中在整个频率范围内来讨论CMRR比讨论它在直流时的情况要有意义得多。集成仪表放大器数据手册列出了在50Hz/60Hz时的CMRR，图解部分给出CMRR随频率变化的曲线（见图2）。

图2 单电源AD623的CMRR，100Hz以前很平坦，之后开始下降。从图看出当编程增益增加时，CMRR也随之增加。

    现在考察仪表放大器的不同结构，结构的选择和无源元件的精确度会影响交直流的CMRR。

    图3是一个基本二运放仪表放大器的电路图，差模增益可由式（2）给出

（2）

这里R₁=R₄，R₂=R₃，如果R₁=10kΩ，R₂=1kΩ，差模增益为11，从式（2）可知，根本不可能使编程增益为1。

3.1.1 二运放仪表放大器的共模增益

图3 二运放仪表放大器的输入共模范围随差模增益降低        而降低（不可能得到单位增益）。电阻的不匹配决定直流和低频时的CMRR，而高频CMRR取决于通过A1的V_in- 的相移。

    图4说明在环境温度下电阻失配的实践结果。图3中，电路CMRR的测量(增益为11)用到4个电阻，其失配约为0.1%(R₁=9999.5Ω，R₂=999.76Ω，R₃=1000.2Ω，R₄=9997.7Ω)。直流CMRR的值约为84dB（理论值为85dB），当频率增加时，CMRR迅速下降。图4同时给出了电网干扰的输出电压的示波器波形。180Hz时200mV(峰-峰)谐波引起的输出电压约为800m V。由上述设定，一个输入范围为0～2.5V的12位数据采集系统的1sb权重为610mV。

    A₁同相端的V_in- 信号经A1后产生的相移或延时将导致V_in- 和A₁的输出信号间出现向量误差，引起整个频率范围内CMRR的降低。为保证一定的CMRR，V_in- 和A₁输出端的共模信号应有相同的相位和幅度，这只有在A₁没有延时时才可能做到。选择一个匹配的高速双运放可以扩展频率范围，从而使CMRR保持平坦，但另一方面，高速运放会检拾外部高频干扰。另一个解决方法是在A1的反相输入端和地端之间接一个微调电容，缺点是必须手动微调。

     所以图4的CMRR（在频率范围内）受两个截然不同的参数的影响。在低频时，CMRR与编程增益电阻的失配直接关联，高频时，运放的差模闭环增益引起CMRR的降低。

3.1.2 二运放仪表放大器的共模范围

    二运放仪表放大器的输入共模范围受编程增益的影响。图3中，A1工作在闭环增益为1.1时，输入端的任一共模电压都被放大（即输入共模电压经1.1倍放大后出现在A1的输出端）。

    现在讨论仪表放大器可编程增益为1.1时的情况（R₁=1kΩ，R₂=10kΩ，R₃=10kΩ，R₄=1kΩ）。A1的闭环增益为11，因为共模电压会被放大，所以输入共模范围受A1输出摆动幅度的严格限制。在应用中，强制性使用低电压引起的问题特别严重，这种情况下，运用满幅度放大器会增加一些摆动范围以缓解这个问题。

3.2 三运放仪表放大器

图5是三运放仪表放大器的结构，是分离和集成仪表放大器最常选的结构。整个增益的传输函数很复杂，当R₁=R₂=R₃=R₄时，传输函数可以简化为

（6）

     R₅和R₆设置为相同值（通常在10～50kΩ）。简单地调节R_G的值，电路的整个增益可由单位值调至任意高的值。