系统分为A、B两部分，A部分输出视频信号给B，再经由B板输出；B板为A板提供电源（开关电源，DC12V，纹波幅度200mV，50KHz）。
四根线捆在一起，长为30cm，为方便计算将其等效为如下四芯线模型（假设A板GND与AGND铺铜连接――即只有GND，B板GND与AGND隔离）：
干扰分析：
先对线间串扰进行分析，串扰分容性串扰和感性串扰。按情景粗略估计容性串扰和感性串扰值都比较小，但这里还是通过简化模型计算来计算一下串扰值的大小，好与共路耦合干扰做一下对比。
先分析一下容性串扰值（只分析12V对Vo的容性串扰值）。
简化后的模型如下：
12V电源线与Vo之间的互电容为C12；Vo线两端分别是A板源阻抗RS和B板目标阻抗RL，均为75欧；Vo对地电容为C2。聚乙稀材料相对介电常数为2.3，考虑到中间的气隙，使用1.8代替2.3。（对容性串扰，为方便画图，将干扰源画到A板侧，无影响。）
C2＝1.8*0.3m*3.38/(0.14*log(4*2mm/0.5mm)) =10.8pF
C12=C2＝10.8pF（近似估算）
串扰电压VSC＝V1*Z2/（Z1+Z2）
Z2=|(-j/(2π*50k*10.8pF)||75||75)|=37.5
Z1=|-j/(2π*50k*10.8pF)|=294k
串扰电压值为200mV*37.5/294k=25.6uV
这样小的串扰电压不至于对1V峰峰值的视频信号造成有害干扰。（信噪比为20log(0.5V/25.6uV)=86dB，而一般摄相机输出信噪比为50dB，所以容性串扰对信号的影响可以忽略不计的。）
下面分析一下感性串扰：
把模型简化为两个环形线圈的互感引起的干扰，将两环路的电感分别等效到视频信号和12V上。
两个线圈之间的互感是（没有找到公式，自己大概推导一下――具体步骤就不写了^_^）：
M12＝μ*0.3m*ln((1.414*2mm+0.5mm/2)/(2mm-0.5mm/2))/π
=4*(10的负7次方)*π/π*ln1.759
=0.226uH
B板负载RP等效为50欧电阻并100uF电容（等效串联电阻ESR计为0.5欧）。则12V与地构成的回路中电流交流成分幅度值为：
I1＝200mV/(50||(0.5-j/(50kHz*2*3.14*100uF)))=200mV/(50||(0.5-j0.03))=400mA
可见通过电容的交流电流还是比较大的，而这里对电流交流成分起决定性作用的是电容的ESR值。低ESR的电容有更好的滤波效果。
那么可以得出感性串扰电压值为：
VSL＝I1*M12＝400mA*0.226uH=0.09uV
呵呵，感性串扰引起的干扰比容性串扰值还要小很多，更不会引起可见的视频干扰。（注：并不是任何场合都是感性串扰小于容性串扰，而且也不一定都是很小的值，当频率升到100M左右数量级的时候这些值就会比较大了，而且那时感性串扰往往会比容性串扰更明显。）
下面就有请我们今天的主角登场吧――共路耦合干扰。
对于A板，我们可以单点接地，也可以视情况做全面铺铜而不区分GND和AGND，处理得当的话效果和单点接地接近。而对B板，我们可以选择单点连接、整板铺铜或是断开。如果单从单板设计角度来考虑，单点接地和整板铺铜都是没有问题的。但在这个系统中，B板地布的再好，只要AGND和GND连这就会导致共路干扰！唯一的选择就是GND和AGND在B板上不连接！
看一下在B板GND和AGND单点连接或铺铜连接的情况：
可以看到开关噪声从12V输出后有三条返回路径，L1＝L2＝L3＝L4。
每根线自感按半匝线圈估算，一匝线圈电感值约为0.253uH，则每根线电感为0.13uH。对50kHz信号呈现阻抗为j2*3.14*50k*0.13uH＝j40 mΩ。另外线路本身驱肤效应及导线本身电阻引进的阻抗也差不多在30-50 mΩ，也按40 mΩ算，则总的阻抗值为40*1.414＝56 mΩ。不要小看这56 mΩ哈，看它给我们带来了什么？！
那么落在RL两端的50kHz信号幅度为：
VL=V1*(Z4||Z2)/(Z1+ZP+(Z4||Z2))*(RL/(RL+ Z1+RS))
=200mV*28mΩ/(560 mΩ+j60 mΩ)*(75Ω/150Ω)
=5mV
对于一个电源来说，5mV不算什么了不起，不过，对弱信号来说这已经是一个很“可观”的噪声（如果终端显视器75欧阻抗匹配电阻未拉入的话将是10mV）。信号的信噪比一下子变为20log(500mV/5mV)＝40dB。另外再考虑实际有效视频信号占的幅度峰峰要小于1V（1V包含同步头），实际的信噪比还会更低一些。这样的干扰强度已经对视频信号起到影响！视频信号行频为1/64us=15625Hz，干扰源频率为50kHz，可以在监视器上看到淡淡的细纹，细纹间隔大致为6个行（间扫）。另外，只要干扰源频率不是场频的整数倍，我们就能在监视器上看到滚动的橫纹。这些都是经过我验证过的:)
引记：
通过这些相关的计算可以对容性串扰、感性串扰和共路干扰有一个更加深入的理性的认识。从定性到定量，可以让我们更好的理解这些干扰在我们设计中扮演的角色，也让我们能够更从容的处理我们的设计。如果不能过渡到量化这一阶段来，我们接触越多的东西只会变得更加迷茫，很多设计中的规则我们都知道什么样好，什么样不好，但当多条规则冲突的时候我们可能就会手足无措，如何取舍？这就需要我们对这些冲突起到的影响量化。
举个简单的例子，大家都说布线尽可能少走过孔，因为过孔会引入信号畸变。可是通过信号线增加过孔换层反可以增强信号回路的连续性。比如下面这个例子，三根线信号均为100M的数据线：
对左图来说看起来比较顺畅，也是大多数人比较倾向的布线方式，右图下面的信号“凭白”增加了两个过孔，貌似不太顺眼。其实左图存在着严重的回流障碍，可以看到黄线所示为两条信号回路的电流完整路径（从上方绕行的回流较远，电流小很多，忽略掉），存在共路问题。一方面是共路阻抗会引起共路干扰，另一方面两个电流环嵌套，存在比较大的互感，在100M的数据线上互感噪声是很可观的，如果竖线引起的缺口长5cm，宽3mm的话，互感噪声达到几百mV是很容易的，如果是一组数据线的话，足以使干扰达到1V以上，可能导致数据的错误或时序紊乱；而右图通过增加两个过孔则使两个电流路径分离开，没有了嵌套的电流环，共路问题也得到极大改善！
那么，在100M的数据线上增加过孔不会导致信号畸变吗？这就是上面我谈到的量化的问题。如果你对过孔做一下模型分析的话，可以发现我们通常用的过孔可以简化等效为一些电感和电容的组合，其自谐振频率在5G-10G左右，对200M以下的信号影响还是很小的，最多就是引入几十ps的沿错位和少量的信号失真，相对信号回路分割来说，影响要小得多。
大家往往对数模混合电路和高频电路有一些恐惧感，其实里面涉及到的东西也不是很复杂，主要就是模型提取及简化，再一个就是一些简单的计算。不要太迷信于别人的经验，别人也是道听途说得来的，很多是通过反复制版凑出来的经验，是理论的擦边球，并没有切中要害的。真正的从理论上深入分析才能获得更大的进步，对一个新的PCB设计也能做到一版成功。
当一天你看到板子上两根线能大概心算出其间干扰强度的时候，再做板就很容易做出取舍了:)
注：
文中计算公式以及模型的建立做了简化处理，也存在一些搞笑成分，好让大家觉得不是非常十分很枯燥呵：）不过，还是尽可能严谨的呵。另外可能按不同公司算出来会有一些差异，但应当不会相差50%，因为这里最关心的不是具体的值，因为很多原因，计算出来的值总会跟实际值有很大差异，我们最关心的是它们之间的相对关系。这点，我们的模型和计算已经足以说明问题。
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