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电子机器必需经过电路设计检讨、试作评鑑、量产等程序才能成为商品，根据经验显示试作评鉴阶段，通常无法完全符合预期的设计目标，必需反覆数次的 trouble shorting与设计修正，即使顺利通过上述作业程序，量产试作时经常发生制品良率偏低等问题。虽然表1只是单纯量测/控制系统的电路分类，不过大部份的电子机器也具有相同的特徵，尤其是最近几年数字模拟混载电路非常普及，它相当于表中点线围绕的部位。

类似串并联电路与U turn电路系统的复杂化，电路产生的问题与种类也不断更新，例如串并联型由于电路之间cross talk ground loop造成的SN比劣化，U turn型因无法预期的归返回路(return loop)造成的振动等问题，针对这类问题却只能仰赖熟练的经验作合理的trouble shorting，有鉴于此本文将以串联型为焦点，深入探讨trouble shorting的技巧，藉此有效缩短解决问题。
　

表1 量测/控制系统的电路分类

数字系/模拟系分割处理

由于数字混载电路可以根据A-D converter(ADC)异常转换资料的症状(pattern)，作某种程推测发生异常部位，因此分析上必需先在ADC，与微处理器之间设置分割点，藉此分割成包含ADC周边、前段增幅器的模拟系以及软体逻辑系，如此才能进行原因分析与对策处理。表2与表3是分析上常用的手法，根据该表列示的项目与操作步骤，就可依序釐清问题点，并依此逆向推测电路异常部位，即使表中未记载的项目，读者只要熟悉操作步骤的精神，日后都可以驾轻就熟运用这种手法，有效缩短trouble shorting的时间。

症状
　 转换资料的症状 可能的原因上方bit 下方bit 硬体 测试点 软体A FFFFh固定 ADC周边 TP1,TP2,TP3 资料位址错误B 0000h固定 ADC周边 TP1,TP2,TP3 资料位址错误C 正常值 连续1 ADC周边 TP1,TP2,TP3 ---D

              
用特定
值固定

ADC周边 TP1,TP2,TP3 资料位址错误E 用特定
值固定 正常值 --- --- 上方bit资料位址错误F 正常值 用特定
值固定 --- --- 下方bit资料位址错误

                      表2 数字电路与模拟电路接点造成的资料转换异常症状

症状 资料转换异常症状 测试点A 上方bit 下方bit TP3B FFxxh TP3C 00xxh TP3D 正常值 下方bit不稳定 TP3E

不稳定

TP3F 正常值 在特定区间异常 TP3G 正常值 逐渐偏离 TP3

       表3 增幅器造成的资料转换异常症状与测试点

原因探索与对策的基本手法

此处以图1的电路为例，说明如何进行原因探索。图1的电路一边利用IC1，将4kΩ的bridge type压力负载感测器(sensor)增幅500倍，再用OPA350  IC2驱动ADS8320缓冲器(buffer)。由于传统设有缓冲增幅器的ADC，价格昂贵而且故障率偏高使用上相当困难，因此此处的ADC使用内部未设缓冲增幅器，而且输入单元非常简洁具有16位元(bit)serial输出的8pin MSOP廉价版CMOS ADS8320。
　

图1 分析用电路

【症状1】ADC周边转换资料维持固定值无法变化

基本上这类问题大多是ADC周边电路造成，因此初步推测原因如下:
?ADC与微处理器不良。
?基准(reference)电压设定不当。
?ADC的输入端异常。

※原因探索

(一). TP1的症状:FFFFh与0000h的上方bit正常，下方bit则连续出现1或0遇到这种通常现象通常会连想到，可能是ADC与微处理器之间的通信不良所造成，因此必需使用可以观察原波形的示波器(oscilloscope)，而不是逻辑分析仪(logic analyzer)。此外分析上希望能够同时观察三种信号，所以使用四channel输入的示波器。

照片1是与ADS8320规格书记载的time chart(图2)整合时的正常通信波形，由照片可知ADS8320的第五个下降端缘(edge)一定会出现0，该位元称为虚拟位元(dummy bit)，它与类比输出无关属于固定值，其它位元从MSB(最上方位元)开始则属于实际转换资料。必需注意的是观察波形时，通常会将time chart置于身旁随时作比对。

照片1 ADS8320正常的通信波形
(2μs/div.,5V/div)
　

照片2为因软体错误(bug)或是佈线失误(miss)，造成”H”呈固定状的实例，这种情况由于ADC变成shut down状态，因此DOUT呈高阻抗(Hi-Z)状，不过在图1会被pull up，所以DOUT变成FFFFh固定状，如果被pull down的话，就变成0000h固定状。

照片2 因软件错误或是布线失误，造成”H”呈固定状的例子(2μs/div.,5V/div)
　

照片3为因软件错误(bug)，造成转换途中折返变成”H”的例子，该pin在”L”期间转换资料为正常值，不过途中却因shut down变成连续1，如果pull down的话就会变成连续0。事实上在实际现场，经常发生类似这种软体错误造成的困扰(trouble)，根本对策是根据实际波形分割问题个别处理，比透过coating sheet眺望更有效。

照片3 因软件错误，变换途中折返成”H”的例子(2μs/div.,5V/div)
　

图2 ADS8320的time chart

(二).TP2的症状:可能事FFFFh或是0000h

这种情况即使检查TP1的波形，也无法发现通信有任何异常现象，主要原因是参考电压(reference)电压可能发生异常，因此必需检查TP2的 VREF端子的电压。由于ADC会以参考电压当作已知的full scale电压，再将未知的信号电压值转换特定化，所以VREF pin一旦变成0V时，ADC的full scale输入电压也变成0V。

由于ADC的输入TP3即使是+1mV+，转换资料也会变成FFFFh固定状态，因此有可能是ground short，此时必需检查是否有错误布线，或是銲接架桥等瑕疵，如果VREF端子未完全变成0V，而且也没有错误布线等瑕疵的话，不妨更换构成VREF的基准电压 。造成上述问题主要原因是最近几年 pin的间距不断缩小，导致检测探针(probe)造成脚架之间短路，甚至严重损毁得情况也相对增加。

如果TP2的参考电压正常时，就必需检查ADC的输入布线是否短路，因为OP增幅器IC1的输出，在电源或是接地(ground)处有短路的话，ADC的输出code会被固定，如此一来前者会变成FFFFh，后者则变成0000h。

【症状2】转换资料上方固定，下方则呈异常值或是不稳定状

内含这类模拟性要素的症状，必需检查ADC的输入单元(TP3)。
　

※原因探索

(一).TP3的症状:FFxxh与00xxh的上方呈固定状，下方则呈异常状

如果IC2的输出因佈线错误造成VREF短路的话，就会变成FFFFh或是FFFFh的近似值。万一ADC的输入offset电压偏离正方向，FFFFh 就会随着变成FFxxh；如果ADC的输入offset电压偏离负方向就会随着变成00xxh，由此可知所谓的ADC输入offset电压，是指输入针对 1/2VREF(2.048V)偏离7FFFh/8000h的转换值而言。

由于图2电路的ADC分解能力为每step为62.5μV，假设offset为-1mV时，就变成FFFFh。此外由于增幅器破损造成饱和状态时，下方位元会随着增幅器输出残留电位的多寡，变成残留电压的转换值。假设残留电压为10mV，由于±16LSB的关系，因此转换值会变成FF5Fh或是 00A0h。

如果非完全饱和值而且佈线也没有瑕疵时，就需检查IC2第三根脚架(pin)的输入电压，与TP3出现的输出电压，如果两者不一致时不妨更换OP增幅器。此外从TP1到TP3如果未发现任何问题时，这种情况有可能是ADC已经发生故障，因此可利用元件的更换，确认ADC的动作是否正常。值得一提的是随着ADC故障部位的不同，往往会变成FFFFh或是0000h等固定值。

(二). 的症状:上方位元正常，下方位元呈不稳定状，或是所有位元呈不稳定状造成上方位元正常下方位元呈不稳定状态，主要原因是IC2的输出不稳定、发振，或是噪音混入所致，此时必需用示波器观察 的波形探讨原因。

有关IC2的输出不稳定现象，可利用照片4的波形作说明。如图3所示基本上ADS8320的输入单元，是由CMOS类比开关(switch)与电容构成，转换结束后开关S1与S4分别与Vin+与Vin- 连接，此时从增幅器会产生的急遽电荷(charge injection)会朝电容方向移动，由于增幅器的输出阻抗(impedance)并非0，因此一旦过度提供电流时，就会出现输出被拒等现象，即使DC 精度很好、输出短路很小，只要是使用through rate迟缓增幅器的场合，其结果就会造成增幅器的输出不稳定现象大幅增加等严重后果。

如图4所示常用的对策是在IC2与ADC之间插入RC滤波器(filter)，藉此方式限制R4与IC2的输出电流，再利用C5填补ADC的charge injection。

图3 ADS8320输入单元的等价电路

照片4 OP增幅器IC2的输出不稳(2μs/div.,50mV/div)

图4 IC2与ADC之间插入RC滤波器

此外图4电路的R4过小或是直接驱动C5的话IC2就会发振，它的症状随着发振level，出现「上方位元正常，下方位元不稳定」、「所位元都有不稳定」等各种形态，如果是所位元都不稳定的话，基本上可以断定是IC2发振所造成。虽然理论上只要加大R4就非常安全，然而C5的充电时间如果太长时，反而会造成ADC的输入一直到开始转换为止，都无法set ring至规定的误差范围内，进而造成下方位元的误差大幅增加等后果。

利用图5记载的公式可以轻易求得R1的概略最大值，式中的tAQ为acquisition时间，ADS8320的场合最小tAQ为4.5 clock，如果想用50kps(周期为 )使ADC动作时，每次转换cycle必需有24 clock cycle，此时每clock cycle大约是883ns，因此tAQ≒3.75μs，如此一来R4只要设定成≤338Ω 即可。

图5 可维持转换精度的R4容许最大值

(三). 的症状:特定区段的转换资料偏离

在特定区段的转换资料偏离正常值的场合，可能是OP增幅器(IC2)部份非直线性特性所造成，类似这种非直线性问题的形成条件，以图1的rail to rail输入的CMOS type OP增幅器，与16位元以上ADC组合形成的电路最具代表性。造成部份非直线性现象主要原因，是rail to rail输入OP增幅器的输入单元电路设计不当所致。

图6是对OPA2350(内设两个OPA350)施加同相mode电压VCM sweep后的结果，图中变化非常显着的channel(增幅器2)VCM在3~3.2V时，offset电压VIO2为0.5mV偏离相当低；相较之下 12位元的ADC偏离相当于0.5LSB，直觉上好像不太严重，然而实际上图1的电路偏离却高达，造成该结果主要原因是图7(a)的OPA350输入结构所致。因为单种类MOSFET并无法cover所有输入范围，因此图7(a)的电路刻意将P channel与N channel的MOSFET pair并联连接，不过即使如此由于这些pair的初期offset电压彼此不同，所以图6 graph下方的P与N pair切换区段的offset会漂移。此外目前市面上的CMOS rail to rail输入OP增幅器的offset漂移量有大有小，所以常用的对策是改採非rail to rail双极型(bipolar type)OP增幅器或是使用OPA364。

OPA364的输入结构如图7(a)所示，它是利用P channel接收信号，同时内建DC-DC converter，接着藉由电源rail作 升压驱动输入段。图8是OPA363/364与其它CMOS rail to rail输入OP增幅器的比较结果。

图6 OPA2350的offset shift同相mode输入电压特性

图7 CMOS rail to rail OP增幅器的输入段结构

图8 OPA364的offset shift同相mode输入电压特性

(四).TP3与TP4的症状:转换资料的直线性整体恶化

如图9(a)所示，相较于增幅器输入的增加，黑色曲线表示输出从 开始呈现饱和状。图的左右两端缘黑色圆点表示end point，如果将ADC的转换code 000h与FFFFh scaling的话，相较于图中的理想直线(点线部份)，它的上方呈膨胀状抛物线状(b部份)，根据这样的转换资料特征(pattern)，推测可能是增幅器饱和造成，因此依序检查TP3与TP4。

图9 转换码的实测值与scaling后的特性

图10是用+5V 驱动INA118时，可以满足INA118在同相mode输入范围与输出振幅范围作直线性动作的领域(简称为直线动作领域)。类似这样用DC直结方式却使用非rail to rail输入增幅器的场合，如图1所示必需设置R1将信号的DC level朝输入范围提升，使增幅器能作直线性处理。由于图1是利用 因此ADC的full scale输入范围都能受到cover，接着再将同相mode电压施加于TP5与TP6，使 的输出具有 以上振幅，相对的 的电压非直线性的场合(case)，就必需确认TP5与TP6的电压。

图10 INA118的同相mode输入电压范围与输出电压特性

设计盲点与对策实例

【问题1】多重归返增幅器的方形波反应，出现极大over shoot

?症状

图11是由两个OP增幅器构成的非反相增幅器电路，该电路的crossed loop gain ，可用下式表示:

若与由IC1a，R3，R4 构成的非反相增幅器电路(图12)比较时，图11的初段IC1b的等化归返(return)量明显偏多，因此类似图12的电路具有容易获得极低偏斜率等特征。图中的C1，C2为位相补偿容量，基本上它是假设fr=10MHZ的OP增幅器，例如LM833或是NJM5532等增幅器为前提设定的容量值。 LM833与NJM5532是audio用低噪音、低偏斜率的OP增幅器，由于两者的特性与表4非常类似，因此图11使用多重归返增幅器时，它的检测频率特性几乎与图13相同，唯一差别是大振幅的方形波反应特性，如照片5所示使用LM833时，会产生很大的over shoot。

图11 可获得低噪音、低偏斜率的多重归返增幅器LM833与NJM5532
　

图12 全高频波偏斜率特性

图13 重归返增幅器的实测频率特性

表4 NJM5532与LM833的电气特性比较

照片5 大振幅的方形波反应特性 (f=50kHz，5μs/div，5v/div)

?原因分析

如图14(a)所示输入大振幅方形波时，在方形波的端缘(edge)LM833初级IC1b的输出电压接近5V左右，第二段的IC1a则被强力过驱动(over drive)。

如图15所示，NJM5532的差动输入端子之间设有保护二极管(diode)，因此第二段的IC1a驱动电压被抑制在±0.7V左右，如此一来如14(b)所示，即使过驱动也会立即恢復原状，同时抑制over shoot。

图14 第二段的C1a的输出入电压特性

照片6 对策后的形波(f=50kHz，5μs/div，5v/div)
　

【问题2】AC-DC Converter的直线性不良

?症状

图16是一般常见的AC-DC Converter电路，为改善输出入的直线性，因此将检测波输出当作负归返(return)，同时压缩图17所示的二极管不感带，藉此达成上述目的。施加负归返时不感带的宽度Vw可用下式表示，它是负归返的逆数。

然而频率很高时归返量会降低，造成归返效果相对减少，此处为了确保高频也能维持良好的直线性，所以必需使用低顺向电压VF的二极管，基此考量最后决定使用1SS86二极管，该元件在shot key barrier二极管之中，具有最低顺向电压特性，不过实际上若仔细观察图18的话，却发现输出入的直线性反而更加恶化。

图16 使用shot key barrier二极管的AC-DC Converter

图17 switching二极管的顺向特性

图18 AC-DC Converter的输出入实测特性

?原因分析

由于低顺向电压二极管的逆电流比较多，因此类似图19逆偏压(bias)时，正、负极(anode-cathode)之间的阻抗会降低，对微信号而言等于是整流信号受到伤害。

?对策

一般而言只要改用类似1SS97、1SS154、ISS165等低逆电流Type的shot key barrier二极极管，或是使用IN4148、1S2076A switching用Silicon二极极管，就可克服上述问题。

图19 1SS86的ID-VD特性

【问题3】OP增幅器造成方形波产生电路的发振频率比计算值大

?症状

图20是教科书记载的方形波产生电路，该电路的发振频率 可用下式表示:

然而使用NJM5532的OP增幅器，它的实测发振频率却高达10370Hz，比上述计算值大约高一倍左右，相较之下表5记载的其它型式OP增幅器的实测值，几乎与计算值完全相同。

图20 理想OP增幅器的动作特性

OP增幅器的型号 发振频率foscNJM4560 4348TL072 4368NJM4580 4381LF353 4417μPC814 4433

 表5 各种OP增幅器的发振频率

?原因分析

由于NJM5532 OP增幅器的输入端子之间，内建有如图1(a)所示的可以防止break down的二极管，当差动输入电压一旦超过±0.6V时，该二极管立即被导通使充放电电流流动，因此实际上时定数R3C1呈减少状，而发振频率却不断升高。

图21 NJM5532 OP增幅器的动作特性

?对策

改用内部无保护用二极管的OP增幅器，就可以解决上述问题。

【问题4】定电流电路无法动作

?症状

依照图22所示，试作利用5V电源电压动作的source type定电流电路，该电路能使电流检测用电阻R5两端的电压，变成与基准电压VR1相同。由于VR1=100mV，R5=100Ω，因此本电路成为1mA的定电流电路，不过实际上定电流电路却无法正常动作。

图22 source type定电流电路

 ?原因分析

主要是基准电压VR1设成正电源端-100mV，已经超过OP增幅器的输出能力，尤其是电源电压只有5V，而负载阻抗的范围又太大，加上基准电压被设成100mV，所以才会造成上述问题。

本电路使用TLC27M2C CMOS Type OP增幅器，该增幅器属于单电源动作，而且switching幅度宽广消费电流又非常低。根据TLC27M2C的资料显示，VDD=5V@TA=250C 时的输出电压范围为GND(0V)~3.9typ(3.2min)，虽然最大输出电压 VOH(max)会随着输出电流不断改变，不过OP增幅器的输出电流为等级，因此工程人员都会忽略它的影响性，然而实际上VR1=100mV却无法动作，实测结果却发现该电路仍然持续以VR1=200mV正常运作中。

 根据统计资料可知OP增幅器大致上可分为:

a.双电源用。
b.单电源用。
c.rail to rail(full switching)。

三大类，对一般入门者来说单纯从双电源与单电源专业名词，可能不太容易区隔其中的差异，其实主要重点是OP增幅器的型式，对正常动作的输出入电压范围，具有绝对性的影响，亦即输出入电压范围取决于OP增幅器内部的电路结构。

图23是上述三种OP增幅器的输出switching特性。由图23(a)可知双电源OP增幅器的正、负电源端都有饱和电压，不过这并表示电源电压是在饱和状态下进行switching，该饱和电压随着元件不同出现差异。必需注意的是data sheet往往未详细记载上述差异，为防范未然笔者建议使用前最好亲自量测确认；此外输入端也不是电源电压成为饱和后才作反应。

如图23(b)所示，单电源用OP增幅器的输出即使0V也可以switching，而输入端则可以从0V开始反应，不过实际输出时只能作VOH的switching，输入端只能在正电源电压附近作反应。必需注意得是以上实体测验项目，同样适用于双电源用OP增幅器。

有关rail to rail特性的OP增幅器，最近几年由于电源电压低电压化需求快速增加，因此出现许多衍生机型。由23(c)可只rail to rail特性的OP增幅器，它的输出可在0V至饱和范围内作转换(switching)。值得一提的是某些机型的输入端，可在0V至电源电压饱和范围内作反应，某些机型则不具这种功能。
　

图23 OP增幅器的输出换性能

?对策

基本上只要改用rail to rail特性的OP增幅器，就可以解决上述问题，不过若是将基准电压提高至250mV，同样可以克服上述问题。