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技巧一：使用LDO稳压器，从5V电源向3.3V系统供电
标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V，就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 （Low Dropout， LDO）稳压器，是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图，标注了相应的电流。从图中可以看出， LDO 由四个主要部分组成：


1. 导通晶体管
2. 带隙参考源
3. 运算放大器
4. 反馈电阻分压器

在选择 LDO 时，重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数，将会得到最优的设计。




LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUT>>IQ 时， LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而，轻载时，必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。

技巧二：采用齐纳二极管的低成本供电系统

这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。




可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器，如图 2-1 所示。在很多应用中，该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是，这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外，它的能效较低，因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro® MCU的电流，从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时，二极管的反向电压也将发生改变，所以需要仔细考虑 R1 的值。

R1 的选择依据是：在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时，在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率，也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。

技巧三：采用3个整流二极管的更低成本供电系统


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图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案

我们也可以把几个常规开关二极管串联起来，用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。

所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路，可以提高R1 的阻值，甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是：在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。

技巧四：使用开关稳压器，从5V电源向3.3V系统供电

如图 4-1 所示，降压开关稳压器是一种基于电感的转换器，用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通（ON）时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态，要么处于高阻状态（分别为 ON 和OFF），因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。

当 Q1 在这两种状态期间时，通过平衡电感的电压- 时间，可以建立输入和输出电压之间的关系。

对于 MOSFET Q1，有下式：

在选择电感的值时，使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值，是个很好的初始选择。


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在选择输出电容值时，好的初值是：使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载，电压过冲能处于可接受范围之内。





在选择二极管 D1 时，应选择额定电流足够大的元件，使之能够承受脉冲周期 （IL）放电期间的电感电流。

数字连接

在连接两个工作电压不同的器件时，必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后，可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时，请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。

技巧五：3.3V →5V直接连接

将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单、最理想的方法是直接连接。直接连接需要满足以下 2 点要求：

• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH
• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL

能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。

3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于5V TTL 的VIH （2.0V）且3.3V LVCMOS 的 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的VIL （0.8V）。

如果这两个要求得不到满足，连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。

技巧六：3.3V→5V使用MOSFET转换器

如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。

在选择 R1 的阻值时，需要考虑两个参数，即：输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时，需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算：

由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的，提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间，却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常，切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多，因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外，在选择 N 沟道 FET 时，所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。




技巧七：3.3V→5V使用二极管补偿

表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。





从上表看出， 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此，即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿，留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。

我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。




输出电压规范确定后，就已经假定：高输出驱动的是输出和地之间的负载，而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话，那么输出电压实际上要高得多，因为拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。

如果我们设计一个二极管补偿电路 （见图 7-1），二极管 D1 的正向电压 （典型值 0.7V）将会使输出低电压上升，在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V，也就是 4.0 到 4.1V，很安全地在 5V CMOS 输入阈值 （3.5V）之上。

注：为了使电路工作正常，上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻，从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大，从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。

技巧八：3.3V→5V使用电压比较器

比较器的基本工作如下：
• 反相 （-）输入电压大于同相 （+）输入电压时，比较器输出切换到 Vss。
• 同相 （+）输入端电压大于反相 （-）输入电压时，比较器输出为高电平。

为了保持 3.3V 输出的极性， 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处，如图 8-1 所示。




计算 R1 和 R2

R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出，反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出，中点电压为：




如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下：




若 R2 取值为 1K，则 R1 为 1.8K。

经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器，以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性，即：根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值，比较器迫使输出为高（VDD）或低 （Vss）电平。

注：要使运算放大器在 5V 供电下正常工作，输出必须具有轨到轨驱动能力。




技巧九：5V→3.3V直接连接

通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏， VOL 为 0.4 伏；而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD， VIL为 0.2 x VDD。

当 5V 输出驱动为低时，不会有问题，因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时， 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH，所以，我们可以直接把两个引脚相连，不会有冲突，前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。




如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压，则将出现问题，因为超出了输入的最大电压规范。可能的解决方案请参见技巧 10-13。

技巧十：5V→3.3V使用二极管钳位

很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚，防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降，也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。

要使用钳位二极管来保护输入，仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 （在微安数量级上）。如果流经钳位二极管的电流过大，就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右，因此仍需串联一个电阻，限制流经钳位二极管的电流，如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度，因为引脚 （CL）上构成了 RC 时间常数。




如果没有钳位二极管，可以在电流中添加一个外部二极管，如图 10-2 所示：




技巧十：一5V→3.3V有源钳位

使用二极管钳位有一个问题，即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中，这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。为了避免这个问题，可以用一个三极管来替代，三极管使过量的输出驱动电流流向地，而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示：




Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于，发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨，绝大部分电流都流向集电极，再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比，由晶体管的电流增益决定，通常为10-400，取决于所使用的晶体管。

技巧十二：5V→3.3V电阻分压器

可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示：




通常，源电阻 RS 非常小 （小于 10Ω），如果选择的 R1 远大于RS 的话，那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端，负载电阻 RL 非常大 （大于500 kΩ），如果选择的R2远小于RL的话，那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。

在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小，串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是，负载电容 （由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成）可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大，上升和下降时间可能会过长而无法接受。

如果忽略 RS 和 RL 的影响，则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。




公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析，使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制，对于图 12-1 所示电路，确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1，戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。

例如，假设有下列条件存在：
• 杂散电容 = 30 pF
• 负载电容 = 5 pF
• 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs
• 外加源电压 Vs = 5V

确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示：




技巧十三：3.3V→5V电平转换器

尽管电平转换可以分立地进行，但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛：有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度，供用户选择最佳的解决方案。

器件之间的板级通讯 （例如， MCU 至外设）通过 SPI 或 I2C™ 来进行，这是最常见的。对于SPI，使用单向电平转换器比较合适；对于 I2C，就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。

模拟

3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号，使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路，但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如，在 3.3V 系统中，ADC转换1V峰值的模拟信号，其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高，这是因为在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面，3.3V 系统中相对较高的信号幅值，与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。

因此，为了补偿上述差异，可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路，以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。

技巧十四：3.3V→5V模拟增益模块

从 3.3V 电源连接至 5V 时，需要提升模拟电压。33 kΩ 和 17kΩ 电阻设定了运放的增益，从而在两端均使用满量程。11 kΩ 电阻限制了流回 3.3V 电路的电流。




技巧十五：3.3V→5V模拟补偿模块

该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模拟电压。下面是将 3.3V 电源供电的模拟电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及+5V 电源，等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源将出现在输入端的任何信号向上平移相同的幅度；以 3.3V/2 = 1.65V 为中心的信号将同时以 5.0V/2 = 2.50V 为中心。左上方的电阻限制了来自 5V 电路的电流。

对于 IRF7201 数据手册中的规范，栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流，因为对于低于 4.5V 的VGS （th），没有说明规范。对于需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用，不建议使用 IRF7201，但它可以用于 5V 驱动应用。