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技巧七：3.3V→5V使用二极管补偿

表7-1列出了5V CMOS的输入电压阈值、3.3VLVTTL和LVCMOS的输出驱动电压。

从上表看出，5V CMOS输入的高、低输入电压阈值均比3.3V输出的阈值高约一伏。因此，即使来自3.3V系统的输出能够被补偿，留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。

输出电压规范确定后，就已经假定：高输出驱动的是输出和地之间的负载，而低输出驱动的是3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和3.3V之间的话，那么输出电压实际上要高得多，因为拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。

如果我们设计一个二极管补偿电路（见图 7-1），二极管D1的正向电压（典型值 0.7V）将会使输出低电压上升，在5V CMOS输入得到1.1V至1.2V的低电压。它安全地处于5V CMOS输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V电源的二极管D2确定。这使得输出高电压大约比3.3V电源高0.7V，也就是4.0到4.1V，很安全地在5V CMOS输入阈值（3.5V）之上。

注：为了使电路工作正常，上拉电阻必须显著小于5V CMOS输入的输入电阻，从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。

上拉电阻还必须足够大，从而确保加载在3.3V输出上的电流在器件规范之内。

技巧八：3.3V→5V使用电压比较器

比较器的基本工作如下：

• 反相（-）输入电压大于同相（+）输入电压时，比较器输出切换到Vss。

• 同相（+）输入端电压大于反相（-）输入电压时，比较器输出为高电平。

为了保持3.3V输出的极性，3.3V输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由R1和R2确定的参考电压处，如图8-1所示。

计算 R1 和 R2 

R1和R2之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V输出，反相电压应该置于VOL与VOH之间的中点电压。对于LVCMOS输出，中点电压为：

如果R1和R2的逻辑电平关系如下，

若R2取值为1K，则R1为1.8K。

经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器，以将3.3V输入信号转换为5V输出信号。这是利用了比较器的特性，即：根据“反相”输入与“同相”输入之间的压差幅值，比较器迫使输出为高（VDD）或低（Vss）电平。

注：要使运算放大器在5V供电下正常工作，输出必须具有轨到轨驱动能力。

技巧九：5V→3.3V直接连接

通常5V输出的VOH为4.7伏，VOL为0.4伏；而通常3.3V LVCMOS输入的VIH为0.7xVDD，VIL为0.2xVDD。

当5V输出驱动为低时，不会有问题，因为0.4伏的输出小于0.8伏的输入阈值。当5V输出为高时，4.7伏的VOH大于2.1伏VIH，所以，我们可以直接把两个引脚相连，不会有冲突，前提是3.3V CMOS输出能够耐受5伏电压。

如果3.3V CMOS输入不能耐受5伏电压，则将出现问题，因为超出了输入的最大电压规范。可能的解决方案请参见技巧10-13。

技巧十：5V→3.3V使用二极管钳位

很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的I/O引脚，防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于Vss超过一个二极管压降，也不会高于VDD超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入，仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小（在微安数量级上）。如果流经钳位二极管的电流过大，就存在部件闭锁的危险。由于5V输出的源电阻通常在10Ω左右，因此仍需串联一个电阻，限制流经钳位二极管的电流，如图10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度，因为引脚（CL）上构成了RC时间常数。

如果没有钳位二极管，可以在电流中添加一个外部二极管，如图10-2 所示。

技巧十一：5V→3.3V有源钳位

使用二极管钳位有一个问题，即它将向3.3V电源注入电流。在具有高电流5V输出且轻载3.3V电源轨的设计中，这种电流注入可能会使3.3V电源电压超过3.3V。为了避免这个问题，可以用一个三极管来替代，三极管使过量的输出驱动电流流向地，而不是3.3V电源。设计的电路如图 11-1 所示。

Q1的基极-****极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于，****极电流只有百分之几流出基极进入3.3V轨，绝大部分电流都流向集电极，再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比，由晶体管的电流增益决定，通常为10-400，取决于所使用的晶体管。

技巧十二：5V→3.3V电阻分压器

可以使用简单的电阻分压器将5V器件的输出降低到适用于3.3V器件输入的电平。这种接口的等效电路如图12-1所示。

通常，源电阻RS非常小（小于10Ω），如果选择的R1远大于RS的话，那么可以忽略RS对R1的影响。在接收端，负载电阻RL非常大（大于500kΩ），如果选择的R2远小于RL的话，那么可以忽略RL对R2的影响。

在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小，串联电阻R1和R2应尽可能大。但是，负载电容（由杂散电容 CS 和3.3V器件的输入电容CL合成）可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果R1和R2过大，上升和下降时间可能会过长而无法接受。

如果忽略RS和RL的影响，则确定R1和R2的式子由下面的公式12-1 给出。

公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析，使用戴维宁等效计算来确定外加电压VA和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式12-2所施加的限制，对于图12-1所示电路，确定的戴维宁等效电阻R应为0.66*R1，戴维宁等效电压VA应为0.66*VS。

例如，假设有下列条件存在：

• 杂散电容=30pF

• 负载电容=5pF

• 从0.3V至3V的最大上升时间≤1μs

• 外加源电压Vs=5V

确定最大电阻的计算如公式12-3所示。

技巧十三：3.3V→5V电平转换器

尽管电平转换可以分立地进行，但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛：有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度，供用户选择最佳的解决方案。

器件之间的板级通讯（例如，MCU至外设）通过SPI或I2C™来进行，这是最常见的。对于SPI，使用单向电平转换器比较合适；对于I2C，就需要使用双向解决方案。下面的图13-1显示了这两种解决方案。

模拟 

3.3V至5V接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号，使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路，但在3.3V与5V之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如，在3.3V系统中，ADC转换1V峰值的模拟信号，其分辨率要比5V系统中ADC转换的高，这是因为在3.3V ADC中，ADC量程中更多的部分用于转换。但另一方面，3.3V系统中相对较高的信号幅值，与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。

因此，为了补偿上述差异，可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路，以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。