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基本负温度系数(NTC)热敏电阻的成本低、体积小、结构坚固、精度高、用途广、灵敏度高，因此成为最受欢迎的温度传感器之一也就不足为奇了。然而，它们的温度响应函数是高度非线性的(实际上是指数型的)，这使得激励和信号数字化及处理成为了一项复杂的设计工作。

典型的NTC热敏电阻的数据表(例如，Molex 2152723605)用四个参数(公式1至5)概括了热电特性，如图1所示(数字借用自2152723605的数据)：

To=额定/校准温度(25°C=298.15K)        (1)

Ro=To时的电阻(10k±1%)                      (2)

b=beta(3892K)                                     (3)

耗散(自热)系数(1.5mW/°C)                    (4)

然后，热敏电阻的电阻(Rt)与开尔文温度(T)的关系可通过以下方式预测：

Rt = Ro exp(b(T-1 – To-1))                  (5)

应用经典的KISS原则，我们可以在图1中看到一个从热敏电阻中获取信号的最简单电路候选方案，并进行了一些基本的数学运算以从其输出和上面的参数1、2和3中筛选出温度测量值。

图1：基本热敏电阻无源激励电路：Cx=可选降噪电容，大约为100nF；Rx=激励电阻；Rt = Rx(V/Vref)/(1 – V/Vref)；T = (Ln(Rt/Rx)/b + Tx-1)-1。

除了Cx和热敏电阻本身外，图1中唯一的组件是Rx。如何选择其最佳值？

直觉和数学都证实，最佳(至少接近最佳)选择是使Rx等于应用所需的温度测量范围中间的热敏电阻阻值。所述中点温度(称为Tx)将输出V=Vref/2，从而在测量范围内对称分配ADC分辨率。公式5告诉了我们如何实现这一点。

假设我们选择0℃至100℃的测量范围，则Tx=50℃=323.15K，公式5的算术结果告诉我们(使用2152723605的数字)：

Rx = Ro exp(b(Tx-1 – To-1))

Rx = 10000 exp(3892(323.15-1 – 298.15-1))

Rx = 3643(最接近的标准1%值=3650)

现在，如果我们简单地选择Vref=5V作为Rx输入和ADC参考输入(因为这是一个比率测量，Vref的绝对值相对来说并不重要)，我们可以设置：

X = ADC/2N = V/Vref

然后

T = (Ln(X/(1 – X))/b + Tx-1)-1

℃ = (Ln(X/(1 – X))/3892 + 0.003095)-1– 273.15 

耗散(自热)系数(1.5mW/°C)怎么样？

我们显然不希望热敏电阻的自热严重干扰温度测量。自热误差的合理限度可能是半度，对于2152723803的1.5mW/°C来说，这将决定将最大耗散限制在不超过：

Pmax = (1.5 mW)/2 = 0.75 mW

当Rt=Rx时，耗散最大为Vref2/4/Rx，因此在这种情况下Vref=5V将是：

Pmax=Vref2/4/Rx=25/4/3650=1.7mW=1.1°C

这比规定的最大自热误差高出两倍多。该怎么办？不用担心，图2给出了解决方案。

图2：Rvdd将热敏电阻的最大自热限制为Pmax：Pmax=Vdd2/4/(Rx+Rvdd)；除非Rvdd=Vdd2/4/Pmax–Rx>0，否则Rvdd=0；(Vdd Rx/(Rvdd+Rx))<Vref<Vdd。

再次代入2152723605的数字并保持Vdd=5V：

Rvdd = 25/4/(0.75 mW) – 3650

Rvdd = 8333 – 3650 = 4.7k

Pmax = 0.749 mW

2.8 V < Vref  <  5 V

注意，如果图2的数学运算得出Rvdd的值为零或负值，则不需要Rvdd，并且原始图1的电路也能正常工作。

尽管Vref会随Rt和温度而变化，但外部参考单片式ADC通常对所示范围内的Vref变化具有很强的容差性，并且可以执行准确的比例转换。