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下面为您详细介绍直流电机驱动设计需要注意的事项，低压驱动电路的简易栅极驱动、边沿延时驱动电路图解及其设计思路。
一、 直流电机驱动电路的设计目标
在直流电机驱动电路的设计中，主要考虑一下几点：
1.功能：电机是单向还是双向转动?需不需要调速?对于单向的电机驱动，只要用一个大功率三极管或场效应管或继电器直接带动电机即可，当电机需要双向转动时，可以使用由4个功率元件组成的H桥电路或者使用一个双刀双掷的继电器。如果不需要调速，只要使用继电器即可;但如果需要调速，可以使用三极管，场效应管等开关元件实现PWM(脉冲宽度调制)调速。
2. 性能：对于PWM调速的电机驱动电路，主要有以下性能指标。
1)输出电流和电压范围，它决定着电路能驱动多大功率的电机。
2)效率，高的效率不仅意味着节省电源，也会减少驱动电路的发热。要提高电路的效率，可以从保证功率器件的开关工作状态和防止共态导通(H桥或推挽电路可能出现的一个问题，即两个功率器件同时导通使电源短路)入手。
3)对控制输入端的影响。功率电路对其输入端应有良好的信号隔离，防止有高电压大电流进入主控电路，这可以用高的输入阻抗或者光电耦合器实现隔离。
4)对电源的影响。共态导通可以引起电源电压的瞬间下降造成高频电源污染;大的电流可能导致地线电位浮动。
5)可靠性。电机驱动电路应该尽可能做到，无论加上何种控制信号，何种无源负载，电路都是安全的。
电机不同的部分有不同的设计要求。
1.输入与电平转换部分：
输入信号线由DATA引入，1脚是地线，其余是信号线。注意1脚对地连接了一个2K欧的电阻。当驱动板与单片机分别供电时，这个电阻可以提供信号电流回流的通路。当驱动板与单片机共用一组电源时，这个电阻可以防止大电流沿着连线流入单片机主板的地线造成干扰。或者说，相当于把驱动板的地线与单片机的地线隔开，实现“一点接地”。
高速运放KF347(也可以用TL084)的作用是比较器，把输入逻辑信号同来自指示灯和一个二极管的2.7V基准电压比较，转换成接近功率电源电压幅度的方波信号。KF347的输入电压范围不能接近负电源电压，否则会出错。因此在运放输入端增加了防止电压范围溢出的二极管。输入端的两个电阻一个用来限流，一个用来在输入悬空时把输入端拉到低电平。
不能用LM339或其他任何开路输出的比较器代替运放，因为开路输出的高电平状态输出阻抗在1千欧以上，压降较大，后面一级的三极管将无法截止。
2.栅极驱动部分：
后面三极管和电阻，稳压管组成的电路进一步放大信号，驱动场效应管的栅极并利用场效应管本身的栅极电容(大约1000pF)进行延时，防止H桥上下两臂的场效应管同时导通(“共态导通”)造成电源短路。
当运放输出端为低电平(约为1V至2V,不能完全达到零)时，下面的三极管截止，场效应管导通。上面的三极管导通，场效应管截止,输出为高电平。当运放输出端为高电平(约为VCC-(1V至2V),不能完全达到VCC)时，下面的三极管导通，场效应管截止。上面的三极管截止，场效应管导通,输出为低电平。
上面的分析是静态的，下面讨论开关转换的动态过程：三极管导通电阻远小于2千欧，因此三极管由截止转换到导通时场效应管栅极电容上的电荷可以迅速释放，场效应管迅速截止。但是三极管由导通转换到截止时场效应管栅极通过2千欧电阻充电却需要一定的时间。相应的，场效应管由导通转换到截止的速度要比由截止转换到导通的速度快。假如两个三极管的开关动作是同时发生的，这个电路可以让上下两臂的场效应管先断后通，消除共态导通现象。
实际上，运放输出电压变化需要一定的时间，这段时间内运放输出电压处于正负电源电压之间的中间值。这时两个三极管同时导通，场效应管就同时截止了。所以实际的电路比这种理想情况还要安全一些。
场效应管栅极的12V稳压二极管用于防止场效应管栅极过压击穿。一般的场效应管栅极的耐压是18V或20V，直接加上24V电压将会击穿，因此这个稳压二极管不能用普通的二极管代替，但是可以用2千欧的电阻代替，同样能得到12V的分压。
3.场效应管输出部分：
大功率场效应管内部在源极和漏极之间反向并联有二极管，接成H桥使用时，相当于输出端已经并联了消除电压尖峰用的四个二极管，因此这里就没有外接二极管。输出端并联一个小电容(out1和out2之间)对降低电机产生的尖峰电压有一定的好处，但是在使用PWM时有产生尖峰电流的副作用，因此容量不宜过大。在使用小功率电机时这个电容可以略去。如果加这个电容的话，一定要用高耐压的，普通的瓷片电容可能会出现击穿短路的故障。
输出端并联的由电阻和发光二极管,电容组成的电路指示电机的转动方向。
4.性能指标：
电源电压15~30 V,最大持续输出电流5A/每个电机，短时间(10秒)可以达到10A,PWM频率最高可以用到30KHz(一般用1到10KHz)。电路板包含4个逻辑上独立的，输出端两两接成H桥的功率放大单元，可以直接用单片机控制。实现电机的双向转动和调速。
5.布线：
大电流线路要尽量的短粗，并且尽量避免经过过孔，一定要经过过孔的话要把过孔做大一些(>1mm)并且在焊盘上做一圈小的过孔，在焊接时用焊锡填满，否则可能会烧断。另外，如果使用了稳压管，场效应管源极对电源和地的导线要尽可能的短粗，否则在大电流时，这段导线上的压降可能会经过正偏的稳压管和导通的三极管将其烧毁。在一开始的设计中，Nmos管的源极于地之间曾经接入一个0.15欧的电阻用来检测电流，这个电阻就成了不断烧毁板子的罪魁祸首。当然如果把稳压管换成电阻就不存在这个问题了。在2004年的Robocon比赛中，我们主要采用了这个电路用以电机驱动。
二、 低压驱动电路的简易栅极驱动
一般功率场效应管的最高栅源电压为20V左右，所以在24V应用中要保证栅源电压不能超过20V，增加了电路的复杂程度。但在12V或更低电压的应用中，电路就可以大大简化。
 
左图就是一个12V驱动桥的一边，上面电路的三极管部分被两个二极管和两个电阻代替。(注意，跟上图逻辑是反的)由于场效应管栅极电容的存在，通过R3，R4向栅极电容充电使场效应管延缓导通;而通过二极管直接将栅极电容放电使场效应管立即截止，从而避免了共态导通。
这个电路要求在IN端输入的是边缘陡峭的方波脉冲，因此控制信号从单片机或者其他开路输出的设备接入后，要经过施密特触发器(比如555)或者推挽输出的高速比较器才能接到IN端。如果输入边缘过缓，二极管延时电路也就失去了作用。
R3，R4的选取与IN信号边沿升降速度有关，信号边缘越陡峭，R3，R4可以选的越小，开关速度也就可以做的越快。Robocon比赛使用的升压电路(原理相似)中，IN前用的是555。
三、 边沿延时驱动电路
在前级逻辑电路里，有意地对控制PMOS的下降沿和控制NMOS的上升沿进行延时，再整形成方波，也可以避免场效应管的共态导通。另外，这样做可以使后级的栅极驱动电路简化，可以是低阻推挽驱动栅极，不必考虑栅极电容，可以较好的适应不同的场效应管。2003年Robocon比赛采用的就是这种驱动电路。下图是两种边沿的延时电路：
 
 
下图是对应的NMOS，PMOS栅极驱动电路：
 
 
这个栅极驱动电路由两级三极管组成：前级提供驱动场效应管栅极所需的正确电压，后级是一级射极跟随器，降低输出阻抗，消除栅极电容的影响。为了保证不共态导通，输入的边沿要比较陡，上述先延时再整形的电路就可以做到。
四、 其它驱动电路（继电器+半导体功率器件的想法）
继电器有着电流大，工作稳定的优点，可以大大简化驱动电路的设计。在需要实现调速的电机驱动电路中，也可以充分利用继电器。有一个方案就是利用继电器来控制电流方向来改变电机转向，而用单个的特大电流场效应管(比如IRF3205，一般只有N型特大电流的管子)来实现PWM调速,如下右图所示。这样是实现特别大电流驱动的一个方法。换向的继电器要使用双刀双掷型的，接线如下左图,线圈接线如下中图：
 
 
 
直流母线电压对永磁同步电机伺服的影响实验研究及结果分析
电机技术及应用 

目前国内市场上，中小功率的交流伺服器普遍采用“交—直—交”变压变频拓扑结构。交流电源整流为直流，直流经可控的功率元件逆变为电机所需的三相电［1］。其中，交流电源的输入一般为3相220v（相间电压为220v）。当电机功率较小时，交流电源的输入一般为单相220v。在逆变时，每个开关管的导通时间由直流母线电压的基准来计算的。很多的时候，直流母线电压vdc在程序计算中是常量。
在实际中，直流母线电压的幅值是波动的。由于在电流环的控制中，多采用了pi控制，母线电压的波动也不能影响最终的调节结果，但是却对调节时间以及动态的跟踪精度带来一定的影响。尤其是当直流侧电容值较小且负载较重时，影响要明显些。
本文在单相220v的供电且负载较大的情况下，验证了上述观点。并通过对比实验验证了对母线电压补偿的方法能使驱动器的性能在给定转速阶跃时有一定的提升。
母线电压问题的根源
永磁同步电机交流伺服控制系统功率主回路由整流电路、中间直流电路以及逆变功率管组成。示意图如图1所示。
 
若忽略直流电路的电容储能及滤波作用，单相交流220v的桥式整流波形如图2所示［2］。波形频率为工频的2倍100hz。三相交流220v（相间幅值为220v）的桥式整流波形如图3所示，波形频率为300hz。
实际中因为有直流侧的电容的储能及滤波的作用，直流母线电压在电机没有大功率消耗的情况下稳定在311v左右。当电机需要大功率消耗时从图中可以看出单相220v的供电性能将远逊于三相220v供电。但是，在某些场合由于条件所限电源的供给是单相220v。这就导致直流侧母线电压波动的问题。
母线电压的补偿本质
一般直流母线电压vdc在程序计算中是常量，开关管的导通时间为［3］：
 
在电机控制时，若直流母线电压值小于程序中常量vdc会导致开关管导通时间小于预期值，进一步导致，电机电流小于给定值。经过电流环pi控制，开关管导通时间自动加长使得电流实际值跟踪电流给定值。
若采用了电压补偿，则会减小电流环中pi控制器的积分项，会使得驱动器的超调减小，对驱动器的性能带来一定的提升。
一般情况下，电机控制中所用到的控制器为定点控制器。这就不能保证除法在中断计算中所占用的时间。因此，可采用查表的办法。在程序的初始化阶段，将不同的母线电压对应的基准值的计算完成。也就是说，保证了在程序计算中采用了实时的直流母线电压vdc。
 
实验及结果
实验采用绵阳圣维公司的swai-sc系列驱动板卡、配套电机及自编写的测试系统。实验采用单相交流220v输入，实验用电机额定转矩为4nm、额定转速为4000r/min，电机带负载运行。电机的额定功率为：
 
测试时刻，市电略高为235v。因此，图中母线电压初始时刻幅值约为333v。母线电压未补偿测试曲线如图4（驱动器转速为0～5000r/min的阶跃）所示，补偿的测试曲线如图5所示。图中左侧坐标为转速，坐标转速单位r/min（转/分）。右侧坐标为母线电压的幅值，幅值单位为v（伏特），横坐标为时间，时间单位为120微妙（测试软件的通讯周期）。可以看出：当转速阶跃时，直流母线电压呈现出周期性（100hz）的下降。
对比图4、图5可以看出：图4中转速从0—4000转/分的上升时间为322.6ms，图5中转速从0—4000转/分的上升时间为320.3ms。实验表明，该方案对阶跃输入下伺服性能的提高非常有限。这是因为，在阶跃输入下驱动器内部的电流环的给定迅速增至并保持最大值。电流环的pi控制能够保证实际的电流跟踪给定的电流。所以，在图4、5中转速上升曲线的斜率几乎一致。
但当对驱动器提出更高的要求时，比如快速的动态响应、极小的转速超调以及较强的刚性时，该方法结合其它的改进控制方法对驱动器的性能会有一定的提升。
 
结语
实验表明，该方案是合理、可行的。虽然对驱动器性能的提升有限，但是当对伺服驱动器提出更高的要求时该方法还是有其可行性。此外，作为设计人员要充分考虑电机输出功率、供电电源功率及供电电源状况来选择直流母线的电容值以保证母线电压有较强的抗扰动能力。