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对于LED照明的恒流应用，如果对隔离没有要求，并且输出电流不大的话，那么Buck型结构应该是性价比最好的选择。首先，同等的功率级别以及输入输出规格下，Buck型电路中开关管的电压应力是最小的，实际承受的最大电压即输入直流母线电压，因此500V耐压的开关管即可满足通用输入范围的要求。其次，Buck型电路的磁性器件也是结构最为简单的，通常情况下只要一个绕组。当然还有很多其他的优点，希望大家能够帮忙补充。Buck型电路用于LED驱动我接触最早的应该是HV9910，这是一个简单的峰值电流模式PWM控制器，论坛曾有很多前辈讨论它的是非。个人认为，这个IC算是过时了，为了保证较好的电流精度，对输入输出的变化范围以及电感量的精度都有严格的要求。这次的帖子我打算以我接触过的两个用的比较多的IC来讨论Buck型LED驱动电路，它们是晶丰明源的BP2822以及占空比的DU8623。首先有必要声明，这里仅作为技术交流，不涉及广告成分。

上图我简单画了下几种常见的Buck型结构。第一种是高边驱动NMOS的方式。这种Buck型电路是在低压DCDC中见得最多的。他的优点是输入输出是共地的，并且公共端是系统电位最低点。在高压Buck中，我们很少见到这种方式，原因在于高边NMOS需要自举升压浮动驱动，高压的驱动电路太占芯片的面积了。所以可以想象，为什么一片高低边驱动器价格动辄好几块钱。第二种是高边驱动PMOS，这种结构的优点和第一种相同，也不需要自举升压驱动，但却是比较少见，原因在于PMOS的多子为空穴，迁移率低，造成PMOS的性能较差，另外，这种驱动要以输入为参考，同样会比较复杂。第三种是高压Buck型LED驱动器中最为多见的，今天要说的两个IC都是这种结构。它的优点很明显：控制电路不需要承受高压就能很好地完成对功率管的驱动，因此IC的成本可以做到很低。而在LED以外的应用中，我们几乎不会这样用，原因很简单，这种结构的公共端是 电源 输入正端，不符合我们的习惯。说完上面这些，我们就来看看这些电路是如何来恒流的。首先，我们要搞清楚恒流的概念，恒的是负载的平均电流，对于Buck拓扑，也就是电感的平均电流。对于任何一种拓扑，一个开关周期内电感的电流都是先升到峰值，再降到谷值的，这个谷值可能大于0（连续模式），也可能等于0（断续模式或者临界模式）或者小于0（这种情况只会在同步整流的结构中出现）。如果是连续模式或者临界模式，那么电感的平均电流就等于峰值电流加上谷值电流除以2，即：Io_avg=IL_avg=(IL_peak+IL_valley)/2如果要恒流，只要将电感的峰值电流和谷值电流定死就行。如下图，对于低边Buck型结构，开关管开启时，电流按照蓝线方向流动，电感电流逐渐上升，如果检测Rcs上的电压达到一定值（即电感电流达到一定值）时开关管关断，那么峰值电流就定下来了。假设这个阈值为Vthh，那么峰值电流大小为：IL_peak=Vthh/Rcs

接下来的开关周期内，电感通过二极管D续流，如下图所示。这就出现了一个问题，此时的电流不再流经开关管，控制电路无法知道电流下降到何种程度了。

怎么办？先看一下下面这个图。用过临界模式PWM控制IC的应该很快能够看出来，这种结构可以实现在电感电流下降到0附近时重新打开开关管，也就是说，可以强迫电路工作在临界工作模式。使用一个辅助绕组，开关管关断期间，电感电流下降，辅助绕组感应产生一个正电压，当电感电流下降为零时，感应电压消失，触发开关管重新开启。D1这个二极管是用来阻断开关管开启时辅助绕组上的反压的，实际上我们可能看不到这个二极管，因为可以在IC内部A2的反相输入端反向并接一个二极管到地，效果一样的。

这个电路使得电感电流波形非常接近上图的临界模式，也就实现了输出的恒流：Io_avg=IL_avg=(IL_peak+IL_valley)/2=IL_peak/2这就是BP2822的工作模式。大家会问，为什么BP2822的应用中没有这个辅助绕组？确实没有，这个绕组肯定让电感的加工变得复杂，成本会略微上升。那么它是如何检测电感电流下降到零的呢。大家可以先想一下反激工作在断续模式下，开关管漏极电压在开启前上一个周期内的波形是什么样的。没错，会出现振荡。那Buck型的会不会也有这样现象呢？会。大家看下图。假设电流在t时刻过零，则t-时刻有：Vds=Vcoss=Vin在t+时，电感电流为零，C远大于Coss，C视为短路，则Coss与L构成串联谐振回路，谐振频率为

初始振荡幅度为Vin。用saber仿一下，确实如此。

有这个振荡，那就好办了，只要检测这个振荡一开始，我们就把开关管重新开启，那么久非常接近临界工作模式了。甚至，我们可以检测到这种振荡到达谷值时将开关管开启，那么就是我们所说的准谐振（QR)了。但是仍然有问题。不涉及到IC的可能不知道，国内绝大多数集成功率管的IC都是将控制部分的裸片和一个外置的功率管裸片封装到一起的，也就是单片封装，而不是单片集成。那么，功率管漏端和控制IC基本都是没有连接关系的，那又如何取得这个振荡信号呢？这一点，还和驱动结构相关。为了减小IC功耗，BP2822这类IC都是采用源极驱动的方式。也就是说，芯片实际驱动的是一个低压的功率管，另外一个高压功率管用来承受耐压，下图可以说明这一结构。使用一个二极管和电容，就可以得到这个振荡信号。但是，这个二极管和电容是需要承受高压的，放在IC内部是不现实的，放在芯片外部，无疑增加了外围的复杂度。

究竟是如何检测的呢？再看下图就知道了。下管的源漏寄生电容导致下管的漏端（即高压管的源端）对地也会产生同样波形的振荡，这个振荡是低压的，检测起来就方便了。

最后我们看一下这个系统该如何实现。下图是我想出来的一种最简单的方式，当然BP2822的内部不一定是这么做的，但是估计也差不到哪里去。两个比较器，为了简单起见，我接到了同一个参考电压源上，一个用来检测到峰值后触发开关管关断，一个用来检测到振荡后触发开关管开启。最后电感被迫工作在近似临界模式下。所以输出电流的近似计算就成了：Io=Vref/2Rcs对于BP2822，Vref=0.4V。最后的图给出了相关的波形，大家可以自己对照。

大家最关心的是，这里的各部分器件参数怎么取值，特别是电感，那么下面介绍一下诸如 BP2822这种滞回控制临界模式的BUCK型电感怎么算。首先，根据手册我们知道，内部的限流阈值是0.4V，那么，电感电流峰值就等于这个电压除以采样电阻阻值。例如我们取1欧的采样电阻，那么电感电流峰值就等于：IL_pk=0.4/1=0.4A输出平均电流为：Io_avg=IL_pk/2=0.2A这样一来，我们只剩下一个参数需要计算，那就是电感的感量。对于滞回控制临界模式的BUCK拓扑，开关管开启时，加在电感上的电压为Von=Vin-Vo=L*Ipk/Ton开关管关断时，加在电感上电压为Voff=Vo=L*Ipk/Toff由于Ipk、Von和Vo都是定值，从上面的式子可以看出，L的变化，最终只影响Ton和Toff，也就是，只影响开关频率或者讲开关周期。从上面的式子推出：T=Ton+Toff=L*Ipk（1/(Vin-Vo)+1/Vo）=L*Ipk*Vin/Vo(Vin-Vo)从这个式子最少可以看出，如果Vo不变，那么开关频率随着Vin的增大而变高，如果Vin不变，对上面的式子求导，我们会发现，当Vo大于Vin/2时，随着Vo增大，开关频率降低，当Vo小于Vin/2时，随着Vo增大，开关频率升高。那么我们可以得出结论：1、在Vin最低，且Vo最近接Vin/2时，开关频率最低。这点非常重要，因为我们有必要在设计时保证，最低开关频率高于20KHz，否则，就有可能出现音频噪声。2、在Vin最高时，且Vo离Vin/2最远时，开关频率最高。这点对分析EMI有帮助。下面以一个实例介绍设计过程。输入176--265VAC，采用填谷式PFC，输出70--90V，恒流200mA 的应用首先我们确定电感峰值电流为Ipk=2Iavg=400mA电感的有效值电流为Irms=Ipk*（根号3）/3=0.23A填谷式PFC，最低母线电压为：Vin_min=0.5*1.414*Vline_min=0.5*1.414*176=125V最高母线电压为：Vin_max=1.414*Vline_max=375V在Vin_min下，输出电压70V最近接0.5Vin，所以最低频率发生在Vin=125V，Vo=70V时，此时我们如果选择工作频率为50KHz，那么电感量计算如下：L=T*Vo*(Vin-Vo)/Vin/Ipk=70*（125-70）/125/0.4/40=1.54mH,取1.5mH左右此时，可以将这个电感量带入输入265VAC，输出离0.5Vin最远（此时0.5Vin=187V，仍然选择70V）时计算最高工作频率：fmax=Vo*(Vin-Vo)/L/Ipk/Vin=70*(375-70)/1.5/0.4/375=95KHz最后，我们取L=1.9mH，Irms=0.23A，Ipk=0.4A，接下来计算具体的电感根据这个规格，考虑到T8灯管的尺寸，选用EPC13的磁芯和骨架，Ae=12.5mm^2首先计算匝数：N=L*Ipk/Ae/detaB=1.5*1000*0.4/12.5/0.25=192T这个匝数可以根据实际情况一定程度调整，匝数越多，detaB越小，磁芯损耗越小，但是铜线损耗会随之增加。然后根据RMS电流计算所需铜线截面积，选择电流密度6A/mm^2：Acu=Irms/6=0.0383mm^2选择铜线直径0.23mm的漆包圆铜线，截面积约0.041mm^2，至此，电感的计算完毕。