EEPW论坛

瞬时功耗
考虑到电阻的瞬时电压取决于放大器的输出电压以及电源电压，本例中任何时刻每个分压器上的电压可能高达350 V（VCC = 250 V 且 VOUT = –100 V）。正弦输出波形在 VCC和 VEE分压器中产生 相同的平均功耗，但任何非零平均输出都会导致一个分压器 的功耗高于另一个分压器的功耗。对于满量程直流输出（或方波），瞬时功耗为最大功耗。

在此示例中，为将瞬时功耗保持在 0.5 W 以下，每个分压器中两个电阻之和(RSUM)不得小于以下值：
因此，电阻比为 1.5:1（对于 2.5:1 分压器）时，各个电阻的最小值如下：
RTOP = 147 kΩ
RBOT = 98 kΩ

FET 选择
承受最坏情况偏置条件所需的击穿电压主要决定 FET的选择；当输出饱和，使得一个 FET 处于最大 VDS ，另一个 FET 处于最小 VDS 时，便可明白这一点。在前面的示例中，最 高绝对 VDS 约为 300 V，即总原始电源电压(500 V)减去放大器的总电源电压(200 V)。因此，FET 必须承受至少 300 V 电压而不被击穿。

功耗必须针对最坏情况 VDS 和工作电流来计算，并且必须选择指定在此功率水平下工作的 FET。

接下来考虑 FET 的栅极电容，因为它会与偏置电阻一起形成一个低通滤波器。击穿电压较高的 FET 往往具有较高的栅极电容，而且偏置电阻往往为 100 kΩ，因此不需要多少栅极电容就能显著降低电路的速度。从制造商的数据手册中获得栅极电容值，计算 RTOP和 RBOT并联组合所形成的极点频率。

偏置网络的频率响应必须始终快于输入和输出信号，否则放大器的输出可能超出其自身的电源范围。暂时偏离到放大器电源轨之外会有损坏输入的风险，而暂时饱和或压摆受限会有造成输出失真的风险。任何一种状况都可能导致负反馈暂时丢失和不可预测的瞬态行为，甚至可能因为某些运算放大器架构中的相位反转而闩锁。

性能
直流线性度
图 2 显示了增益误差与输入电压的关系（直流线性度），增益为 20，电源为±140 V。

图2. 增益误差与输入电压的关系
压摆率
图 3 显示了压摆率曲线，增益为 20，电源为±140 V，测量值为 20.22 V/μs。

图 3. 压摆率
实现更高速度的权衡
功耗
如前所述，工作电压较高时，FET 的击穿电压（和相关的栅极电容）以及电阻值也必须较高。较高的电阻和电容值都会造成带宽降低，唯一可用的调整因素是电阻值。降低电阻值会提高带宽，但代价是功耗增加。

空间
低阻值、高功率的电阻尺寸较大，需占用较多电路板空间。以电容的形式在RBOT上增加一些引线补偿可以改善电路的频率响应。此电容与 RBOT和 RTOP电阻形成一个零点，抵消 FET 栅极电容所形成的极点。极点和零点相消，因此可以选择更高阻值的电阻，从而降低直流功耗。

结论
在需要较高电压但使用典型高压运算放大器不经济的应用中，常常会让常规运算放大器自举。自举有其优点和缺点。还有一个选择，ADHV4702-1 提供一种高达 220 V的精密高性能解决方案，无需自举。但是，当信号范围要求超过 220 V时， 该器件可以自举以处理超过标称信号范围两倍以上的电压，同时提供比自举低压放大器更高的性能。