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现在大多数电子系统都要支持热插拔功能，所谓热插拔，也就是在系统正常工作时，带电对系统的某个单元进行插拔操作，且不对系统产生任何影响。

热插拔对系统的影响主要有两方面：

其一，热插拔时，连接器的机械触点在接触瞬间会出现弹跳，引起电源振荡，如下图所示：

这个振荡过程会引起系统电源跌落，引起误码，或系统重启，也可能会引起连接器打火，引发火灾。解决的办法就是延迟连接器的通电时间，在连接器抖动的那十几毫秒内((t1至t2)不给连接器通电，等插入稳定后(t2后)再通电，即防抖动延时。

其二，热插拔时，由于系统大容量储能电容的充电效应，系统中会出现很大的冲击电流，大家都知道，电容在充电时，电流呈指数趋势下降(左下图)，所以在刚开始充电的时候，其冲击电流是非常大的。

此冲击电流可能会烧毁设备电源保险管，所以在热插拔时必须对冲击电流进行控制，使其按理想的趋势变化，如右上图所示，图中0~t1为电源缓启动时间。

综上所述，缓启动电路主要的作用是实现两项功能：

1).防抖动延时上电；

2).控制输入电流的上升斜率和幅值。

缓启动电路有两种类型：电压斜率型和电流斜率型。

电压斜率型缓启动电路结构简单，但是其输出电流的变化受负载阻抗的影响较大，而电流斜率型缓启动电路的输出电流变化不受负载影响，但是电路结构复杂。

下面重点介绍电压型缓启动电路。

设计中通常使用MOS管来设计缓启动电路的。MOS管有导通阻抗Rds低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以构成缓慢启动电路。通常情况下，在正电源中用PMOS，在负电源中使用NMOS。

下图是用NMOS搭建的一个-48V电源缓启动电路，我们来分析下缓启动电路的工作原理。

1).D1是嵌位二极管，防止输入电压过大损坏后级电路；

2).R2和C1的作用是实现防抖动延时功能，实际应用中R2一般选20K欧姆，C1选4.7uF左右；

3).R1的作用是给C1提供一个快速放电通道，要求R1的分压值大于D3的稳压值，实际应用中，R1一般选10K左右；

4).R3和C2用来控制上电电流的上升斜率，实际应用中，R3一般选200K欧姆左右，C2取值为10 nF~100nF；

5).R4和R5的作用是防止MOS管自激振荡，要求R4、R5lt;<R3，R4取值一般为10～50欧姆之间，R5一般为2K欧姆；

6).嵌位二极管D3的作用是保护MOS管Q1的栅-源极不被高压击穿；D2的作用是在MOS管导通后对R2、C1构成的防抖动延时电路和R3、C2构成的上电斜率控制电路进行隔离，防止MOS栅极充电过程受C1的影响。

下面来分析下该电路的缓启动原理：

假设MOS管Q1的栅-源极间的寄生电容为Cgs，栅-漏极间的寄生电容为Cgd，漏-源极间的寄生电容为Cds，栅-漏极外部并联了电容C2 (C2gt;>Cgd)，所以栅-漏极的总电容C’gd=C2+ Cgd，由于相对于C2 来说，Cgd的容值几乎可忽略不计，所以C’gd≈C2，MOS管栅极的开启电压为Vth，正常工作时，MOS管栅源电压为Vw(此电压等于稳压管D3的嵌位电压)，电容C1充电的时间常数t=(R1//R2//R3)C1，由于R3通常比R1、R2大很多，所以t≈(R1//R2)C1。

下面分三个阶段来分析上述电压缓启动电路的工作原理：

第一阶段：-48V电源对C1充电，充电公式如下。

Uc＝48*R1/(R1+R2)[1-exp(-T/t)]，其中T是电容C1电压上升到Uc的时间，时间常数t＝(R1//R2)C1。所以，从上电到MOS管开启所需要的时间为：Tth=-t*ln[1-(Uc*(R1+R2)/(48*R1))]

第二阶段：MOS管开启后，漏极电流开始增大，其变化速度跟MOS管的跨导和栅源电压变化率成正比，具体关系为：dIdrain/dt = gfm *dVgs/dt，其中gfm为MOS管的跨导，是一个固定值，Idrain为漏极电流，Vgs为MOS管的栅源电压，此期间体现为栅源电压对漏源电流的恒定控制，MOS管被归纳为压控型器件也是由此而来的。

第三阶段：当漏源电流Idrain达到最大负载电流时，漏源电压也达到饱和，同时，栅源电压进入平台期，设电压幅度为Vplt。由于这段时间内漏源电流Ids保持恒定，栅源电压Vplt=Vth+(Ids/gfm)，同时，由于固定的栅源电压使栅极电流全部通过反馈电容C’gd，则栅极电流为Ig=(Vw-Vplt)/(R3+R5)，由于R5相对于R3可以忽略不计，所以Ig≈(Vw-Vplt)/R3。因为栅极电流Ig≈Icgd，所以，Icgd=Cgd*dVgd/dt。由于栅源电压在这段时间内保持恒定，所以栅源电压和漏源电压的变化率相等。故有：dVds/dt=dVgd/dt=(Vw-Vplt)/(R3*C2)。

由此公式可以得知，漏源电压变化斜率与R3*C2的值有关，对于负载恒定的系统，只要控制住R3*C2的值，就能控制住热插拔冲击电流的上升斜率。

缓启动阶段，栅源电压Vgs，漏源电压Vds和漏源电流Ids的变化示意图如下所示。

在0~t1阶段，肖特基二极管D2尚未开启，所以Vgs等于0，在这段时间内，-48V电源通过R3、R5对C2充电，等C2的电压升高到D2的开启电压，MOS管的栅极电压开始升高，等栅源电压升高到MOS管的开启电压Vth时，MOS管导通，漏源电流Ids开始增大，等MOS管的栅源电压升高到平台电压Vplt时，漏源电流Ids也达到最大，此时，漏源电压Vds进入饱和，开始下降，平台电压Vplt结束时，MOS管完全导通，漏源电压降到最低，MOS管的导通电阻Rds最小。

在电信工业和微波电路设计领域，普遍使用MOS管控制冲击电流的方达到电流缓启动的目的。MOS管有导通阻抗Rds_on低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以构成缓慢启动电路。虽然电路比较简单，但只有吃透MOS管的相关开关特性后才能对这个电路有深入的理解。

本文首先从MOSFET的开通过程进行叙述：

尽管MOSFET在开关电源、电机控制等一些电子系统中得到广泛的应用，但是许多电子工程师并没有十分清楚的理解MOSFET开关过程，以及MOSFET在开关过程中所处的状态一般来说，电子工程师通常基于栅极电荷理解MOSFET的开通的过程，如图1所示此图在MOSFET数据表中可以查到

MOSFET的D和S极加电压为VDD，当驱动开通脉冲加到MOSFET的G和S极时，输入电容Ciss充电，G和S极电压Vgs线性上升并到达门槛电压VGS(th)，Vgs上升到VGS(th)之前漏极电流Id≈0A，没有漏极电流流过，Vds的电压保持VDD不变。

当Vgs到达VGS(th)时，漏极开始流过电流Id，然后Vgs继续上升，Id也逐渐上升，Vds仍然保持VDD当Vgs到达米勒平台电压VGS(pl)时，Id也上升到负载电流最大值ID，Vds的电压开始从VDD下降。

米勒平台期间，Id电流维持ID，Vds电压不断降低。

米勒平台结束时刻，Id电流仍然维持ID，Vds电压降低到一个较低的值米勒平台结束后，Id电流仍然维持ID，Vds电压继续降低，但此时降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后稳定在Vds=Id×Rds(on)因此通常可以认为米勒平台结束后MOSFET基本上已经导通。

对于上述的过程，理解难点在于为什么在米勒平台区，Vgs的电压恒定？驱动电路仍然对栅极提供驱动电流，仍然对栅极电容充电，为什么栅极的电压不上升？而且栅极电荷特性对于形象的理解MOSFET的开通过程并不直观因此，下面将基于漏极导通特性理解MOSFET开通过程。

MOSFET的漏极导通特性与开关过程。

MOSFET的漏极导通特性如图2所示MOSFET与三极管一样，当MOSFET应用于放大电路时，通常要使用此曲线研究其放大特性只是三极管使用的基极电流、集电极电流和放大倍数，而MOSFET使用栅极电压、漏极电流和跨导。

三极管有三个工作区：截止区、放大区和饱和区，MOSFET对应是关断区、恒流区和可变电阻区注意：MOSFET恒流区有时也称饱和区或放大区当驱动开通脉冲加到MOSFET的G和S极时，Vgs的电压逐渐升高时，MOSFET的开通轨迹A-B-C-D如图3中的路线所示

开通前，MOSFET起始工作点位于图3的右下角A点，AOT460的VDD电压为48V，Vgs的电压逐渐升高，Id电流为0，Vgs的电压达到VGS(th)，Id电流从0开始逐渐增大

A-B就是Vgs的电压从VGS(th)增加到VGS(pl)的过程从A到B点的过程中，可以非常直观的发现，此过程工作于MOSFET的恒流区，也就是Vgs电压和Id电流自动找平衡的过程，即Vgs电压的变化伴随着Id电流相应的变化，其变化关系就是MOSFET的跨导：Gfs=Id/Vgs，跨导可以在MOSFET数据表中查到

当Id电流达到负载的最大允许电流ID时，此时对应的栅级电压Vgs(pl)=Id/gFS由于此时Id电流恒定，因此栅极Vgs电压也恒定不变，见图3中的B-C，此时MOSFET处于相对稳定的恒流区，工作于放大器的状态

开通前，Vgd的电压为Vgs-Vds，为负压，进入米勒平台，Vgd的负电压绝对值不断下降，过0后转为正电压驱动电路的电流绝大部分流过CGD，以扫除米勒电容的电荷，因此栅极的电压基本维持不变Vds电压降低到很低的值后，米勒电容的电荷基本上被扫除，即图3中的C点，于是，栅极的电压在驱动电流的充电下又开始升高，如图3中的C-D，使MOSFET进一步完全导通

C-D为可变电阻区，相应的Vgs电压对应着一定的Vds电压Vgs电压达到最大值，Vds电压达到最小值，由于Id电流为ID恒定，因此Vds的电压即为ID和MOSFET的导通电阻的乘积

基于MOSFET的漏极导通特性曲线可以直观的理解MOSFET开通时，跨越关断区、恒流区和可变电阻区的过程米勒平台即为恒流区，MOSFET工作于放大状态，Id电流为Vgs电压和跨导乘积

电路原理详细说明：

MOS管是电压控制器件，其极间电容等效电路如图4所示。

MOS管的极间电容栅漏电容Cgd、栅源电容Cgs、漏源电容Cds可以由以下公式确定：

公式中MOS管的反馈电容Crss,输入电容Ciss和输出电容Coss的数值在MOS管的手册上可以查到。电容充放电快慢决定MOS管开通和关断的快慢，Vgs首先给Cgs 充电，随着Vgs的上升，使得MOS管从截止区进入可变电阻区。进入可变电阻区后，Ids电流增大，但是Vds电压不变。随着Vgs的持续增大，MOS管进入米勒平台区，在米勒平台区，Vgs维持不变，电荷都给Cgd 充电，Ids不变，Vds持续降低。在米勒平台后期，MOS管Vds非常小，MOS进入了饱和导通期。为确保MOS管状态间转换是线性的和可预知的，外接电容C2并联在Cgd上，如果外接电容C2比MOS管内部栅漏电容Cgd大很多，就会减小MOS管内部非线性栅漏电容Cgd在状态间转换时的作用，另外可以达到增大米勒平台时间，减缓电压下降的速度的目的。外接电容C2被用来作为积分器对MOS管的开关特性进行精确控制。控制了漏极电压线性度就能精确控制冲击电流。

电路描述：

图5所示为基于MOS管的自启动有源冲击电流限制法电路。MOS管 Q1放在DC/DC电源模块的负电压输入端，在上电瞬间，DC/DC电源模块的第1脚电平和第4脚一样，然后控制电路按一定的速率将它降到负电压，电压下降的速度由时间常数C2*R2决定，这个斜率决定了最大冲击电流。

C2可以按以下公式选定：

其中Vmax为最大输入电压，Cload为C3和DC/DC电源模块内部电容的总和，Iinrush为允许冲击电流的幅度。

D1是一个稳压二极管，用来限制MOS管 Q1的栅源电压。元器件R1，C1和D2用来保证MOS管Q1在刚上电时保持关断状态。具体情况是：

上电后，MOS管的栅极电压要慢慢上升，当栅源电压Vgs高到一定程度后，二极管D2导通，这样所有的电荷都给电容C1以时间常数R1×C1充电，栅源电压Vgs以相同的速度上升，直到MOS管Q1导通产生冲击电流。
　　以下是计算C1和R1的公式：

其中Vth为MOS管Q1的最小门槛电压，VD2为二极管D2的正向导通压降，Vplt为产生Iinrush冲击电流时的栅源电压。Vplt可以在MOS管供应商所提供的产品资料里找到。

MOS管选择

以下参数对于有源冲击电流限制电路的MOS管选择非常重要：

l 漏极击穿电压 Vds

必须选择Vds比最大输入电压Vmax和最大输入瞬态电压还要高的MOS管，对于通讯系统中用的MOS管，一般选择Vds≥100V。

l 栅源电压Vgs

稳压管D1是用来保护MOS管Q1的栅极以防止其过压击穿，显然MOS管Q1的栅源电压Vgs必高于稳压管D1的最大反向击穿电压。一般MOS管的栅源电压Vgs为20V，推荐12V的稳压二极管。

l 导通电阻Rds_on.

MOS管必须能够耗散导通电阻Rds_on所引起的热量，热耗计算公式为：

其中Idc为DC/DC电源的最大输入电流，Idc由以下公式确定：

其中Pout为DC/DC电源的最大输出功率，Vmin为最小输入电压，η为DC/DC电源在输入电压为Vmin输出功率为Pout时的效率。η可以在DC/DC电源供应商所提供的数据手册里查到。MOS管的Rds_on必须很小，它所引起的压降和输入电压相比才可以忽略。

　设计举例
　　已知：Vmax=72V
Iinrush=3A
选择MOS管Q1为IRF540S
选择二极管D2为BAS21
　　按公式（4）计算：C2>>1700pF。选择 C2=0.01μF;
　　按公式（5）计算：R2=252.5kW。选择 R2=240kW，选择R3=270W<<R2;
　　按公式（7）计算：C1=0.75μF。选择 C1=1μF;
　　按公式（8）计算：R1=499.5W。选择 R1=1kW
　　图6所示为图5 电路的实测波形，其中DC/DC电源输出为空载。

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