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低端检测的主要优点是，可以使用相对简单的配置来放大分流电阻器上的电压。例如，运算放大器的可以做电机控制应用中低成本电流检测使用。图1然而，这种低成本的解决方案可能会带来很多测量误差。为了能够准确测量电流，我们需要考虑可能影响电路敏感节点（如放大器输入）的任何非理想效应。这也是我们在这篇文章中重点讨论的点。

一个重要的误差是由于PCB走线造成的寄生电阻Rstray。由于待检测电阻Rshunt在毫欧范围内的值很小，任何与Rshunt串联的寄生电阻Rstray都可能对测量结果产生明显误差。如下图所示，寄生电阻等效电路图。图2根据应用，Iload可高达数百安培。因此，即使是很小的Rstray值也会产生相当大的误差电压Verror。该误差电压将被放大器放大并出现在输出端。由于铜电阻的温度系数相当高（约0.4%/℃），Rstray的值会随温度发生很大变化。因此，当该电路应用在大范围温度变化的场景时，寄生电阻会会因温度变化产生相当大的误差。因此，为了降低误差电压Verror，我们应该避免长走线以最小化Rstray。值得一提的是，消除Rstray误差的更有效解决方案是差分放大器而不是单端放大器。单端放大器检测节点A相对于地的电压。然而，差分放大器具有差分输入可以检测Rshunt两端的电压。如下图所示：图3差分放大器的传递函数由下式给出：由于差分放大器的差分输入检测Rshunt上的电压，PCB走线的电阻不会产生误差。我们将在以后的文章中更详细地研究差分放大器配置。

另一个误差源是与检测电阻串联的焊接电阻，如下图所示：

图4

在该图中，负载电流沿红色箭头方向从左向右流动。垂直走线将分流电阻器连接到放大器输入（In+和In-）。因此，放大器会检测A点和B点之间的电压差。检测电阻的实际值将为Rshunt+2Rsolder。焊接电阻可以在几百微欧的范围内。

尤其是在使用小分流电阻器时，该误差变得显着。例如，使用0.5mΩ分流电阻和Iload=20A，焊接电阻的误差可能高达22%。为了解决这个问题，放大器输入应直接连接到分流电阻而不是载流走线，如下图是优化后的PCB布局图。

图5

在这种情况下，有两对PCB焊盘：一对用于将Rshunt连接到负载，另一对用于将Rshunt连接到放大器输入。在大电流应用中，放大器消耗的电流(Iamp)远小于Iload。因此上述布局可以减少阻焊电阻造成的误差。

为了更好地理解这种技术，让我们比较两种情况下的感测电压。对于图4所示的布局，检测到的电压为：

由于Iamp比Iload小得多，我们有：

公式1

这给出了2Rsolder1*Iload的误差电压。图5中的布局如何？该布局的电路图如下所示：

图6请注意，电流Iload无需通过Rsolder2即可返回其源。测得的电压为：在这种情况下，误差为2Rsolder2*Iamp，它远小于公式1，因为Iamp远小于Iload。这种电路结构我们通常称为开尔文接法，这种接法在很多领域中得到使用，开尔文接法能使我们准确测量阻抗。图7显示了采用Kelvin传感技术的其他一些PCB布局：图7

图8显示了另一个误差源，噪声地平面。

图8

前文提到，由于普通放大器的单端输入测量的是节点A相对于地的电压。假设我们的电路板有一个专用的接地层，可以在Rshunt附近放置一个过孔，以将B点保持在系统接地电位，并最大限度地减少PCB走线电阻的误差。另一个敏感节点是节点C，耦合到节点C的任何信号都将被放大并出现在输出端。因此，我们也需要将节点C保持在地电位。但是，假设地有噪声，并且一些电流流过地平面，如图8所示。这将导致节点B和C之间的电位差，而我们理想情况下期望它们处于相同的电位。假设节点B保持在地电位，与地电流的电压差将出现在节点C并在输出端引入误差。为避免此错误，建议使用使节点B和C彼此非常接近的PCB布局。图9上图9显示了一个将上述考虑因素考虑在内的示例布局。我们使用的是SOT23封装的运算放大器。需要注意的是，开尔文连接用于检测分流电阻器上的电压。另外，R1和Rshunt的接地侧彼此需要非常靠近。