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开关电源中功率因数校正电路（PFC）详解

在电力供应领域，全球各国都在积极追求高品质的电网参数指标。然而，单纯依靠大量兴建电厂并非解决电力问题的唯一良策。要有效应对电力挑战，一方面需提升电力供给的能量，另一方面提高电气产品的功率因数（Power factor）或效率也至关重要。

加装功率因数修正电路的必要性及现状

许多电气产品由于内部阻抗特性，功率因数极低。为改善这一状况，必须在电源输入端加装功率因数修正电路（Power factor correction circuit）。但加装电路会增加制造成本，这些额外费用最终会转嫁给消费者。出于节省成本的考虑，厂商往往更注重低价策略，不愿让消费者承担这部分环保成本。

同时，大多数消费者对功率因数修正电路的重要性缺乏了解，认为增加发电厂建设是解决电力不足的唯一途径。这种观念在多数发展中国家较为普遍，成为电力供应领域存在的共同问题。

功率因数的意义

电力公司通过输配电系统输送至用户端的市电为交流电，电压和频率因地区而异，常见的有 100 - 110V/60Hz 或 200 - 240V/50Hz。电气产品的负载阻抗分为电阻性、电容性和电感性三种。

电阻性负载：会消耗功率，实现光或热等能源转换。在纯阻性负载情况下，电压和电流同相位。

电容性负载：只储存能量，不消耗能量。此时电流相位超前电压。

电感性负载：同样只储存能量，不消耗能量。不过电压相位超前电流相位。

电压和电流超前或滞后的相位角度，直接影响负载对能量的消耗和储存。基于此，定义了实功功率计算公式：Ｐ＝ＶＩＣｏｓθ，其中θ为电压 V 和电流 I 的夹角，Cosθ的值在 0 - 1 之间，这个值反映了电流对负载做实功的情况，被称为功率因数（Power Factor，简称 PF）。

为满足消费者需求，电力公司需提供 S = VI 的功率，而消费者实际使用的功率为 P，两者差值对应的能量为虚功，消耗在无功功率上。功率因数 PF 值越大，消耗的无功功率越小，电力公司所需提供的 S 值也越小，从而可减少电厂建设数量。

功率因数校正器的架构

功率因数修正器的主要目标是使电压与电流相位相同，让负载近似于电阻性。在电路设计上，有多种实现方法，根据使用元件不同，可分为主动式和被动式功因修正器。

被动式功因修正器：其性能有限，在最佳状况下，功率因数 PF 值也只能达到 70%。在严格的功率因数要求规范下，难以满足需求，适用性较差。

主动式功因修正器：若要在全电压范围（90V ~ 265Vac）内，且在轻重载各种情况下，都能使功率因数 PF 值达到 80%以上，主动式功因修正器是必然选择。主动式功因修正器多采用升压式电路结构（Boost Topology），这种结构能有效提升功率因数，满足不同工况下的电力需求。

电感波形

在电力电子领域，升压型功率因数校正电路对于提升电源效率、改善电能质量起着关键作用。下面将详细介绍该电路在特定输入输出电压条件下的工作过程，以及功率因数校正（PFC）的实现方式和相关 PFC IC 的类型。

电路基本参数

输入电压要求为 90V - 265Vac，经过整流等处理后，在 Vd 点得到 127V - 375V 的直流电压。通过升压电路，将输出电压 Vo 提升至 400V 的直流。

电路工作过程

Q 导通阶段

当开关管 Q 导通时，电感上的电压 VL 等于 Vd。此时，Vd、电感 L 和开关管 Q 形成一个闭合回路，Vd 对电感 L 进行充电。在这个回路中，电感电流 ζL 以相同的斜率持续上升，直到 Q 截止，这一阶段的工作周期为 DT（D 为占空比，T 为开关周期）。

Q 截止阶段

当 Q 截止时，电感中的电流不能突变，电感电压会反相。反相后的电感电压与 Vd 相加，通过二极管 D 对输出端进行放电。同时，电容 C 处于充电状态，负载电阻 RL 维持输出电压 Vo。输出电压 Vo 的大小为输入电压 Vd 加上电感电压（-VL），由于电感电压反相，-VL 实际表现为正值。这一放电过程持续到 Q 再度导通，即（1 - D）T 时间段结束。

功率因数校正的实现

若要使上述升压型电路具备功率因数修正功能，开关管 Q 的控制信号必须来自具有功因修正功能的集成电路（PFC IC）。具体实现方式是，从电压回路和电流回路中提取反馈信号，并将这些信号回传至 PFC IC。PFC IC 根据这些反馈信号精确控制 Q 的导通与截止，从而实现对电流波形的整形，使其尽可能接近正弦波，提高功率因数。

PFC IC 的类型

非连续电流模式功因修正器（DCM PFC）

DCM PFC 适用于较低功率需求的功率因数修正场景。在欧洲，能源规范明确规定 70W 以上的电源供应器必须加装 PFC 电路，而 DCM PFC 一般应用于 200W 以下的电源设备。这种模式的优点是电路相对简单，控制容易实现，但在大功率应用时，电流纹波较大，开关损耗较高。

连续电流模式功因修正器（CCM PFC）

CCM PFC 主要应用于 200W - 9KW 的中高功率电源设备。与 DCM PFC 不同，CCM PFC 在整个开关周期内电感电流始终保持连续，电流纹波较小，开关损耗相对较低，能够更好地满足大功率应用对效率和性能的要求。但 CCM PFC 的电路设计和控制算法相对复杂，成本也较高。

升压型功率因数校正电路通过合理的工作过程和有效的功率因数校正措施，能够显著提高电源的功率因数，减少无功功率损耗，提高电能利用效率。不同类型的 PFC IC 为不同功率需求的电源设备提供了多样化的解决方案，在实际应用中，需要根据具体需求选择合适的 PFC IC 和电路设计。

在功率因数校正（PFC）技术中，无论是连续电流模式（CCM）还是非连续电流模式（DCM），其基础电路结构均为升压电路，二者核心区别在于控制模式。以下将详细阐述 DCM PFC 常用的峰对峰值电流控制模式。

整体控制架构概述

DCM PFC 采用峰对峰值电流控制模式，该模式围绕升压电路展开，通过对电流和电压的精准控制，实现功率因数校正。其核心思路是利用输入电压波形、输出电压反馈信号生成参考电流波形，并与实际电流波形比较，以此控制开关管的导通与截止。

输入电压处理与参考电压生成

当交流（AC）输入后，首先经过桥式整流，形成类似“m”形的电压波形。此电压经电阻 R5、R6 分压后，与经误差放大器（Error Amplifier）放大后的输出信号 Vc 相乘。这一乘法运算的目的是为流经采样电阻 Rs 的峰值电流提供一个参考比较电压 Vm。并且，Vm 会依据输入电压和输出电压的大小进行动态调整，以确保在不同工况下都能实现有效的功率因数校正。

输出电压反馈与稳定机制

输出电压经电阻 R3 和 R4 分压后，反馈至误差放大器的输入端。误差放大器通过负反馈机制，将反馈电压与设定的参考电压进行比较，并根据偏差调整输出信号 Vc。当负载发生变化时，这一负反馈机制能够迅速响应，使输出电压保持稳定。例如，若负载增加导致输出电压下降，误差放大器会增大输出信号 Vc，进而提高参考电压 Vm，使开关管导通时间增加，提升输出电压；反之亦然。

误差放大器闭环回路补偿要点

在误差放大器进行闭环回路补偿时，需特别注意其增益频宽的设置。为避免干扰 PFC 电路的主要功能，误差放大器的增益频宽应低于六分之一倍的市电频率。因此，补偿电容 C1 和 C2 的取值通常较大，约为微法（μF）级。这些大电容能够有效滤除高频噪声，确保误差放大器输出的信号稳定，从而为乘法器提供准确的输入信号。

参考电压与实际电流比较及开关管控制

乘法器输出参考电压 Vm 时，其波形仍保持类似“m”形，但已成为经过整理的参考电压波形。该波形被输入至比较器的正输入端，而比较器的负输入端则接入开关管 Q 的 S 极电流波形（即采样电阻 Rs 上的电压波形 Vs）。比较器对这两个波形进行比较，根据比较结果控制开关管 Q 的导通与截止。当 Vs 小于 Vm 时，比较器输出高电平，使开关管 Q 导通，电感开始储能；当 Vs 达到 Vm 时，比较器输出低电平，开关管 Q 截止，电感释放能量，实现功率因数校正和升压功能。其具体波形关系可参考图。

DCM PFC 的峰对峰值电流控制模式通过上述一系列精确的控制环节，实现了对输入电流波形的整形，使其接近正弦波，从而提高了功率因数，减少了电网谐波污染，同时保证了输出电压的稳定。

1.      Q 导通充电阶段（a - b 点）

￮       Q 导通时，输入直流高压 Vd 对电感 L 充电，电感电流 ζL 上升，Rs 上电压 Vs 也上升。

￮       直到 Vs = Vm（b 点），此时比较器反相输入端电压高于正相输入端，RS 触发器 R 输入端为低电位，S 端为高电位，触发器输出使 Qd 导通，Vg 为低电位，Q 截止。

2.      Q 截止放电阶段（b - c 点）

￮       Q 截止时，电感电压 VL 反相，加上 Vd 使二极管 D 导通，开始对输出 RL 和 C5 放电。

￮       负载 RL 保持高电位，电容 C5 充电，直到电感电流 ζL 值为 0（c 点）。

3.      再次导通充电阶段（c - d 段）

￮       ζL 为 0 时，RS 触发器 S 端输入低电平，R 端为高电位（Vm > Vs），触发器 Q 输出为低电位，Qd 截止，Q 的 VGS 为高电位，Q 导通。

￮       电感电压 VL 为正向，Vd 供应电流流过电感 L 和 Q，对电感 L 充电，ζL 继续上升，直到 Vs 又碰到 Vm 为止，如此反复。

4.      电流波形处理与元件选型参考

￮       ζL 波形由许多大小三角波组成，需加装 C3 电容滤除高频成分，使输入弦波电流 ζ 为完整基本弦波，其大小为 ζL 平均值。

￮       ζL 峰值大概为电流 ζ 峰值的 2 倍，可作为选择 Q 的耐电量参考。

CCM PFC的控制方式

对于 CCM 的PFC 而言，常用的控制模式是所谓的平均电流控制模式，其控制模式电路如图所示。 

图中的 Vin 为直流电压而 Ip 为直流电流。其各点的电压及电流波形如图所示。

Q 栅极控制机制与电路工作过程

Q 栅极控制原理

Q 的栅极控制取决于 PWM 比较器对 Vs 电压和 Vc 电压的比较结果。当 Vs 大于 Vc 时，比较器输出低电位；当 Vs 小于 Vc 时，比较器输出高电位。

电路初始运作阶段

电路刚开始运作时，Vs 小于 Vc，比较器输出高电位，Q 导通。此时，输入电压 Vin 沿着虚线路径向电感 L 充电，电感电流 ζL 上升，对应图中 a 到 b 段。

到达 b 点时，Vs 大于 Vc，比较器输出由高电位变为低电位，Q 截止。Vin 电压在电感 L 上产生反向电压，该反向电压经二极管 D 向电容 C 充电，并为负载提供电压（如图中灰色路线所示）。此时电感 L 处于放电状态，电感电流 ζL 下降，对应图中 b 到 c 段。

到达 c 点时，Vs 小于 Vc，比较器再次输出高电位，Q 重新导通。如此循环往复，通过电流放大器的电流波形与锯齿波相互比较，生成 Q 的驱动波形，进而实现以平均电流控制负载电压的目的。

波形控制要点与设计注意事项

波形斜率控制要求

观察图中的波形，在 ab 段、cd 段等单数时间段，Vc 电压波形在与 Vs 交错前必定呈负斜率，而 Vs 为正斜率，且二者必须交错，否则电路无法实现有效控制。

在 bc 段、de 段等偶数段，Vc 和 Vs 均为正斜率，但 Vc 的斜率必须小于 Vs 的斜率，否则二者无法交错，电路同样无法正常控制。

设计注意事项

在控制电路设计过程中，必须高度重视上述波形控制要点，以此为依据合理安排周边元件参数。若参数设置不当，电路可能无法正常动作，甚至会因失控而损坏。