ISL6522为为高性能微处理器应用而优化的DC-DC转换器。它设计用于驱动两个N通道同步整流buck拓扑中的mosfet。这个ISL6522集成了所有的控制、输出调整，监控和保护功能集成在一个软件包中。转换器的输出电压可以精确地调节至最低0.8V，最大公差为温度和线电压变化±1%。ISL6522提供简单、单反馈回路、电压模式控制和快速瞬态响应。它包括200kHz自由运行三角波振荡器可从低于50千赫调整到超过1兆赫。错误放大器具有15MHz增益带宽产品和6V/微秒转换速率，使高转换器带宽快速瞬态性能。产生的PWM占空比范围为0-100%。ISL6522通过抑制脉冲宽度调制操作。ISL6522监控电流通过使用上部MOSFET的rDS（ON）来消除需要一个电流感应电阻器。

特征
驱动两个N通道mosfet
从+5V或+12V输入操作
简单的单回路控制设计-电压型PWM控制
快速瞬态响应-高带宽误差放大器-全0–100%占空比
卓越的输出电压调节-0.8V内部参考电压-±1%过线电压和温度
过电流故障监视器-不需要额外的电流传感元件-使用MOSFETs rDS（开）
转换器可以源和汇电流
转换器尺寸小-恒频运行-200kHz自由运行振荡器可编程自50千赫至1兆赫以上
14铅SOIC和TSSOP封装和16铅5x5mmQFN包
QFN包-符合JEDEC PUB95 MO-220 QFN Quad Flat没有潜在客户产品大纲。-接近芯片规模的封装尺寸；改善了PCB高效减薄型材
提供无铅加退火（符合RoHS）
应用
奔腾、奔腾Pro、PowerPC和阿尔法PC™ 微处理器
大功率5V至3.xV DC-DC调节器
低压分布式电源

注：Intersil无铅+退火产品采用特殊无铅材料组；模塑化合物/模具连接材料和100%哑光镀锡板终端饰面，符合RoHS标准且兼容同时具有SnPb和无铅焊接操作。Intersil无铅产品在无铅峰值回流焊温度下被归类为MSL满足或超过IPC/JEDEC J STD-020的无铅要求。磁带和卷盘加“-T”。

绝对最大额定值热信息
电源电压，VCC。+15.0伏
启动电压，VBOOT-VPHASE。+15.0伏
输入、输出或I/O电压。接地-0.3V至VCC+0.3V
静电放电分类。2级
推荐操作条件
电源电压，VCC。+12V±10%
环境温度范围，ISL6522C。0°C至70°C
环境温度范围，ISL6522I。-40°C至85°C
结温范围，ISL6522C。0°C至125°C
结温范围，ISL6522I。-40°C至125°C
热阻（典型，注1）θJA（摄氏度/瓦）θJC（摄氏度/瓦）
SOIC封装（注1）。67不适用
TSSOP包（注1）。95牛刀
QFN包（注2、3）。36 5个
最高结温。150摄氏度
最高储存温度范围。-65°C至150°C
最高铅温（焊接10s）。300摄氏度（SOIC-仅限铅头）
注意：超过“绝对最大额定值”中列出的应力可能会对设备造成永久性损坏。这是一个压力等级和操作在本规范操作章节中所述的上述条件或任何其他条件下的装置并不隐含。
笔记：
1.θJA是用安装在自由空气中的高效热导率测试板上的元件测量的。详见技术简报TB379。
2.θJA是在自由空气中测量的，该部件安装在具有“直接连接”特性的高效热导率测试板上。SeeTech公司简要说明TB379。
3.对于θJC，“外壳温度”位置是包装底部外露金属垫的中心。
电气规范推荐的操作条件，除非另有说明

电气规范推荐操作条件，除非另有说明（续）

该引脚提供振荡器开关频率调整。通过将电阻器（RT）从该引脚接地，标称200kHz开关频率根据遵循方程式

相反，从该引脚连接上拉电阻器（RT）到VCC根据以下方程式：
接触网
将电阻器（ROCSET）从该引脚连接到上MOSFET。ROCSET，内部200微安电流源（IOCS）和上MOSFET导通电阻（rDS（on））设置根据以下方程式：过电流跳闸循环软启动功能。
将电容器从该引脚接地。这个电容器，与内部10微安电流源一起，设置软启动转换器的间隔。
压缩机和FB
COMP和FB是错误的可用外部引脚放大器。FB pin是错误的反向输入放大器和COMP管脚是误差放大器输出。这些引脚用于补偿电压控制转换器的反馈回路。
此引脚是开路集电极启用引脚。把这个销拉到下面1V关闭转换器。关机时，软启动引脚排出，磨牙和汞合金销保持在低位。
IC的信号接地。测量所有电压水平关于这个别针。
相位
将相位引脚连接到上MOSFET源。这个pin用于监测MOSFET上的电压降用于过电流保护。该引脚还提供返回上浇口驱动的路径。
将UGATE连接到上MOSFET栅极。这个别针为上MOSFET提供栅极驱动。这个别针也是由自适应直通保护电路监控确定上MOSFET何时关闭。
该引脚为上MOSFET驱动器提供偏置电压。引导电路可用于产生引导电压适合驱动标准的N沟道MOSFET。
这是电源接地连接。绑下MOSFET此pin的源。
将LGATE连接到下MOSFET栅极。此pin提供下MOSFET的栅极驱动。这个别针也是由自适应直通保护电路监控确定下MOSFET何时关闭。
为该引脚的下栅极驱动提供偏置电源。

为芯片提供一个12V的偏置电源。

功能描述
初始化
ISL6522在收到电源后自动初始化。无需对输入电源进行特殊排序。上电复位（POR）功能持续监控输入电源电压和启用（EN）引脚。波尔监控VCC引脚和输入端的偏置电压OCSET引脚上的电压（VIN）。OCSET上的级别是等于车辆识别号减去固定电压降（参见过电流保护）。当EN pin保持在VCC上时，POR函数在两个输入电源电压之后启动软启动操作超过他们的POR阈值。单次操作+12V电源、车辆识别号和VCC是等效的，并且+12V电源必须超过VCC上升阈值在POR开始操作之前。在禁用芯片的情况下，POR功能禁止操作（EN引脚低）。两个输入电源都高于其POR阈值，转换EN pin高启动软启动间隔。
软起动
POR函数启动软启动序列。内线10μA电流源为外部电容器（CSS）充电SS引脚为4V。软启动卡死错误放大器输出（COMP pin）至SS pin电压。图3显示了软启动间隔。在图3中的t1处，SS和COMP电压到达振荡器三角波的谷。这个振荡器的三角波与斜坡波比较误差放大器电压。这会产生相位脉冲增加对输出电容器充电的宽度。这个增加脉冲宽度的间隔持续到t2，此时输出调节点和压缩机上的夹钳引脚被释放。这种方法提供了一种快速且可控的输出电压上升。
式中：CSS=软启动电容器ISS=软启动电流'10am A VOSC（最小）…振荡器底部=135V。VIN=输入电压8710；VOSC=峰-峰振荡器电压{1.9V。VoutsteaDstate=稳态输入电压

过电流保护
过电流功能保护转换器免受利用上mosfet的电阻短路输出，rDS（开）以监视电流。这种方法增强了变频器的效率和降低成本电流感应电阻器。过电流功能循环软启动功能提供故障保护的打嗝模式。电阻器（ROCSET）对过电流跳闸电平进行编程。内部200微安（典型）电流汇在ROCSET上产生一个电压是指车辆识别号。当电压通过上部MOSFET（也指VIN）超过电压通过ROCSET，过电流功能启动软启动顺序。软启动函数使用10微安电流接收器，并抑制脉冲宽度调制操作。软启动功能为CSS充电，PWM操作恢复为误差放大器钳制在SS电压上。应该在给CSS充电时发生过载，软启动功能在将CSS完全充电至4V至完成它的循环。图4显示了这个带有过载情况。注意电感电流增加在CSS充电间隔期间超过15A并导致过电流跳闸。转换器消耗很少的功率用这种方法。测量的输入功率图4的条件是2.5W。过电流保护过电流功能保护转换器免受利用上mosfet的电阻短路输出，rDS（开）以监视电流。这种方法增强了变频器的效率和降低成本电流感应电阻器。
过电流功能循环软启动功能提供故障保护的打嗝模式。电阻器（ROCSET）对过电流跳闸电平进行编程。内部200微安（典型）电流汇在ROCSET上产生一个电压是指车辆识别号。当电压通过上部MOSFET（也指VIN）超过电压通过ROCSET，过电流功能启动软启动顺序。软启动函数使用10微安电流接收器，并抑制脉冲宽度调制操作。软启动功能为CSS充电，PWM操作恢复为误差放大器钳制在SS电压上。应该在给CSS充电时发生过载，软启动功能在将CSS完全充电至4V至完成它的循环。图4显示了这个带有过载情况。注意电感电流增加在CSS充电间隔期间超过15A并导致过电流跳闸。转换器消耗很少的功率用这种方法。测量的输入功率图4的条件是2.5W。过电流功能将在电感电流峰值时跳闸（IPEAK）由过电流功能将在电感电流峰值时跳闸（IPEAK）由

其中IOCSET是内部OCSET电流源（200微安是典型的）。OC触发点的变化主要是由于MOSFETs rDS（ON）变体。避免过电流跳闸在正常工作负载范围内，找到ROCSET电阻从上面的方程式可以看出：最高结温下的最大rDS（开）。
1.规格表中的最小IOCSET。
2.决定，式中，∏I是输出电感纹波电流。有关纹波电流的方程式，请参见元件指南标题为输出电感选择。小型陶瓷电容器应与ROCSET使ROCSET上的电压平滑输入电压上存在开关噪声。电流下沉ISL6522集成了一个MOSFET穿透一种允许转换器吸收电流的保护方法以及源电流。当设计一个ISL6522转换器转换器可能会吸收电流。当转换器下沉电流时，它表现为升压调节输入电压的转换器。这意味着转换器正在向车辆识别号（VIN）轨道增加电流，电压它正在被转换。如果这股水流没有地方通过限压保护装置或其他方法车辆识别号总线上的电容将吸收电流。这个这种情况会导致车辆识别号导轨的电压水平升高。如果钢轨的电压水平被提高到超过mosfet或输入的最大额定电压电容器，这些部件可能会损坏。如果偏见ISL6522的电压来自车辆识别号轨道，然后可能超过ISL6522的最大额定电压，并且集成电路将经历灾难性故障，转换器将不再运行。确保有一条路径除轨道上的电容外，跟随的电流将防止这些故障模式。
应用指南
布局注意事项：在任何高频开关变换器中，布局都是非常很重要。将电流从一个电源设备切换到另一个可以在互连键合线和电路的阻抗踪迹。这些互连阻抗应通过使用宽而短的印刷电路痕迹来最小化。这个关键部件应尽可能靠近可能使用地平面结构或单点接地。图5显示了转换器。为了最小化电压超调用粗线表示的互连线应为一部分指印刷电路板中的接地平面或电源平面。这个图6中所示的部件应尽可能靠近尽可能在一起。请注意电容器CINCO分别代表许多物理电容器。将ISL6522定位在距离mosfet 3英寸的范围内，Q1第二季度。电路追踪mosfet的栅极和ISL6522的源连接大小必须为处理高达1A峰值电流。

图6显示了需要额外的布局考虑。使用单点和地平面所示电路的结构。尽量减少泄漏SS引脚上的电流路径和定位电容器CSS由于内部电流源是仅10微安。在VCC和接地引脚。将电容器放置在尽可能靠近的位置启动和相位引脚。

反馈补偿
图7突出显示了同步整流降压变换器。输出电压（VOUT）调节到参考电压水平。错误放大器（误差放大器）输出（VE/A）与提供脉冲宽度的振荡器（OSC）三角波调制（PWM）波，在相位节点。输出滤波器使PWM波平滑（LO和CO）。调制器传输函数是小信号传输VOUT/VE/A的函数。该函数由DC控制增益和输出滤波器（LO和CO），带双极FLC处的断开频率和FESR处的零。直流增益调制器只是输入电压（VIN）除以峰-峰振荡器电压

补偿网络由误差放大器组成（ISL6522内部）和阻抗网络ZN和ZFB。补偿网络的目标是具有最高0dB交叉的闭环传递函数频率（f0dB）和足够的相位裕度。相位裕度是f0dB和180度。下面的方程式与补偿有关网络的极点、零点和组件增益（R1、R2，图8中的R3、C1、C2和C3）。使用这些指南定位补偿网络的极点和零点：
1.所需转换器带宽的拾取增益（R2/R1）
2.将第一零点置于滤波器的双极以下（约75%FLC）
3.在滤波器的双极处放置第二个零点
4.在ESR零点放置第一极
5.将2极置于开关频率的一半
6.根据误差放大器的开环增益检查增益
7.估计相位裕度-必要时重复图8显示了DC-DC转换器的渐近图增益与频率。实际调制器增益具有高增益由于输出滤波器的高Q因数而产生的峰值如图8所示。使用上述指南应该给出补偿增益与绘制的曲线相似。开环误差放大器增益限制补偿增益。检查具有误差能力的FP2补偿增益放大器。闭环增益建立在对数上将调制器增益（单位：dB）加到补偿增益（单位：dB）。这相当于乘以调制器传递函数到补偿传递函数和绘制增益

补偿增益采用外阻抗网络ZFB和ZN提供稳定、高带宽（BW）的总体循环。稳定的控制回路与-20dB/十年斜率，相位裕度大于45度。包括最坏情况下的组件变化确定相位裕度。部件选择指南输出电容器选择需要一个输出电容器来过滤输出和供电负载瞬态电流。过滤要求是开关频率和纹波电流的函数。负载瞬态要求是回转的函数速率（di/dt）和瞬态负载电流的大小。这些要求通常是由电容器和精心布置。现代微处理器产生高于1A/秒。高频电容器最初提供瞬态降低大容量电容器的电流负载率。大容量滤波器电容值通常由有效串联电阻和额定电压要求而不是实际的电容要求。
高频去耦电容器应放置在尽可能靠近负载的电源插脚。成为小心不要在电路板布线中增加电感可能会抵消这些低电感的作用组件。咨询负载的制造商具体解耦要求。例如，英特尔建议奔腾Pro由至少四十（40）个1.0μF组成1206表面贴装封装中的陶瓷电容器。仅使用专用低ESR电容器开关调节器在大容量电容器中的应用。这个大容量电容器的ESR将决定输出纹波电压以及高转换率瞬态后的初始电压降。一个铝电解电容器的ESR值与在较大的箱子尺寸中，可提供ESR较低的箱子尺寸。然而，它们的等效串联电感（ESL）电容器随着外壳尺寸的增加而增加，并且可以减少电容器对高回转率瞬态负载的作用。很遗憾，ESL不是指定的参数。使用你的电容器供应商和测量电容器的用频率阻抗来选择合适的元件。在大多数情况下，小尺寸的多个电解电容器比一个大的电容器性能更好。输出电感选择选择输出电感以满足输出电压纹波要求和最小化转换器的响应负载瞬变时间。电感值决定转换器的纹波电流和纹波电压是一个函数纹波电流。纹波电压和电流由以下方程式近似：
增大电感值可减小纹波电流和电压。然而，较大的电感值会降低转换器对负载瞬态的响应时间。限制转换器响应的参数之一负载瞬变是改变电感器所需的时间当前。给定足够快的控制回路设计ISL6522将提供0%或100%的占空比作为响应到负载瞬变。响应时间是将电感电流从初始电流值转换为瞬态电流水平。在这段时间里电感电流和暂态电流之间必须由输出电容器供电。最小化响应时间可以最小化所需的输出电容。瞬态响应时间与施加荷载和移除荷载。以下方程给出了施加和移除瞬态荷载：式中：ITRAN为瞬时负载电流阶跃，tRISE为对加载应用的响应时间，tFALL是卸载响应时间。带+5V输入来源，最坏情况下的响应时间可以是施加或移除荷载，取决于输出电压设置。一定要检查这两个最小和最大输出水平下的方程式最坏情况下的响应时间。输入电容器选择使用混合输入旁路电容器来控制电压对mosfet的超调。使用小陶瓷高频去耦电容器和大容量电容器以提供每次Q1开启时所需的电流。放置物理上靠近mosfet的小型陶瓷电容器在Q1的漏极和Q2的源极之间。大容量输入电容器的重要参数是电压额定值和均方根电流额定值。为了可靠操作，选择有电压和电流的大容量电容器额定值高于最大输入电压和最大RMS电路所需的电流。电容器额定电压应至少比最大值大1.25倍输入电压和1.5倍的额定电压是保守的准则。均方根额定电流要求因为降压调节器的输入电容大约是1/2直流负载电流。对于通孔设计，几个电解电容器（松下HFQ系列或Nichicon PL系列或三洋MV-GX可能需要。对于表面贴装设计，可以使用固体钽电容器，但必须小心关于电容器浪涌电流额定值。这些电容器必须能够在通电时处理浪涌电流。AVX提供的TPS系列，以及来自Sprague的593D系列都经过了浪涌电流测试。
MOSFET选择/注意事项
ISL6522需要两个N通道功率mosfet。这些应根据无线电数据系统（开启）和门电源选择要求和热管理要求。在大电流应用中，MOSFET的功耗，包装选择和散热器是主要设计因素。功耗包括两个损耗元件；传导损耗和开关损耗。这个传导损耗是功率的最大组成部分上部和下部mosfet的损耗。这些损耗分布在两个mosfet之间根据占空比。当源极电流将不同于所看到的开关损耗当电流下降时。当源电流时，上部MOSFET实现了大部分开关损耗。下层当转换器是下沉电流（见下面的方程式）。

这些方程假定电压-电流线性跃迁由于上下MOSFET体二极管的反向恢复，不能充分模拟功率损耗。这个栅极电荷损耗由ISL6522消散，而不是加热mosfet。然而，大的门电荷增加开关间隔，tSW增加MOSFET开关损耗。确保两个mosfet在高环境温度下的最高结温范围内根据包装热阻规格。单独的可能需要散热器，具体取决于MOSFET功率、包装类型、环境温度和空气流量。标准栅mosfet通常推荐用于用于ISL6522。然而，逻辑级栅mosfet可在特殊情况下使用。输入电压，上栅极驱动电平和MOSFETs绝对栅极对源电压额定值决定逻辑电平mosfet是合适的。图9显示了由VCC的自举电路。启动电容器产生与相位相关的浮动电源电压别针。该电源每循环刷新一次，电压为VCC当MOSFET较低时，Q2的引导二极管下降（VD）较小打开。逻辑级MOSFET只能用于Q1MOSFETs绝对栅源电压额定值超过施加到VCC的最大电压。对于第2季度，a如果逻辑电平MOSFET的绝对栅源电压额定值超过所施加的最大电压，则可以使用它至PVCC。

图10显示了由直接连接到VCC。此选项只能用于主输入电压为+5VDC或更少。峰值上栅源电压约为VCC减去输入电源。对于+5V主电源和+12VDC对于偏压，Q1的门源电压为7V。逻辑电平MOSFET是Q1和逻辑级MOSFET的理想选择可用于Q2，如果其绝对门源电压额定值超过施加给PVCC的最大电压。
肖特基选择整流器D2是一个夹持负电感的夹子在关闭下部之间的死区摆动打开上面的MOSFET。二极管必须肖特基型防有损寄生MOSFET体二极管不导通。省略二极管是可以接受的让下部MOSFET的体二极管夹紧负电感摆动，但效率会下降一两个结果是百分比。二极管的额定反向击穿电压必须大于最大输入电压。
ISL6522 DC-DC转换器应用
电路
图11所示为微处理器应用程序，最初设计用于HIP6006控制器。鉴于HIP6006和ISL6522控制器，电路可以使用ISL6522控制器实现修改。电路的详细信息，包括完整的材料清单和电路板说明，可以参见申请说明AN9722。