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实际环形天线的功率传递曲线如图3所示。因为实际环路的损耗电阻比理论环路值大4倍左右，所以功率传输的的最佳值大约为-20dB，而不是-14dB。尽管功率传输曲线在频带上比理论环路宽，但对元件容差造成的峰值频率偏差和在指定频率降低的功率传输来讲，仍然足够宽。例如，所有3个匹配元件值高出5%，则传输功率降到-26dB。

可以扩展功率传输特性的频率，因此，“去谐”匹配网络可使得对元件容差的敏感度变小。用简单增加电阻到环路天线的“平滑”方法或把阻抗变换到与发送器不完全匹配的参数，皆可达到这一目的。用任何一种方法扩展匹配带宽，都是以增加电阻的功耗或在失谐匹配网络造成较高的失配损耗为代价。牺牲一定的功率损耗来获得所希望的功率传输可能是更好的解决方案，因为在窄带匹配中频偏的影响非常大。

在此适用的扩展频带方案是把天线匹配到一个较高的阻抗(500Ω至1000Ω)，而不是MAX7044所要求的125Ω，并具有失配损耗(以及不可避免的耗散损耗)，此方法的另一个优点是降低工作电流。

表3所示是将环路阻抗变化到500Ω时所用的L和C值，接近于标准的L和C值。

在315MHz，此电路传输功率减小到-22dB，但在5%元件容差内，损耗变化降到3dB。

图3所示是上述讨论的调谐网络的损耗。注意，调谐网络的带宽越窄，“去谐”网络损耗越大，但带宽将更宽。

如何使这些简单的分离电容器网络能很好地抑制谐波？将图3扩展到1000MHz可以看出：理论上匹配频率响应的2次谐波下降56dB，3次谐波下降58dB。因为在基频下降14dB，所以，它们的2次和3次谐波抑制分别是42dB和44dB。由于实际情况与“去谐”匹配网络更接近，所以，更能代表谐波抑制的实际情况。实际匹配网络在基频下降20dB，在2次谐波下降50dB，所以2次谐波抑制是28dB。 “失谐”匹配网络在基频下降22dB，在2次谐波下降46dB，所以，2次谐波抑制为24dB。这对于FCC 315MHz发送器允许发射的最大平均功率来讲，该抑制还不能满足要求。所允许的发射场强6000?V/m对应于-19.6dBm的发射功率。2次谐波不能超过200uV/m (-49dBm)，所以对于满足最大平均发射功率的发送器来说，需要30dB谐波抑制。因为，按照FCC对于260MHz到470MHz开放频段的规定，允许在高于平均功率20dB、以低占空比峰值功率发射，所以，需要大于30dB的2次谐波抑制。

具有高载波谐波抑制的匹配网络

实现良好谐波抑制的简单方法是：在匹配网络中增加一个低通滤波器，把一个π形网络插入到分离电容匹配网络和发送器输出之间，即可实现。因为π形网络也具有阻抗变换，所以，阻抗变换有很多可能的组合。本文所示实例给出L和C匹配元件的实际值。图4所示网络中，低通滤波器中的并联电容与分离电容匹配网络的并联电容组合，另一个并联电容用于容值调节，去谐偏置电感和IC中的杂散电容(作为匹配网络的一部分)。

图4所示环形天线的近似匹配元件值示于表4。