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长期以来，为仪表放大器供电的传统方法是采用双电源或双极性电源，这具有允许正负输入摆幅和输出摆幅的明显优势。随著元器件技术的发展，单 电源工作已经成为现代仪表放大器一个越来越有用的特性。现在许多数据采集系统都是采用低电压单电源供电。对於单电源系统，有两个至关重要的特性。首先，仪 表放大器的输入范围应当在正电源和负电源之间(或接地电压)扩展。其次，放大器的输出摆幅也应当接近电源电压的两端(R-R)，提供一个与电源电压的任一 端或地电位相差100mV(或小於100mV)以内的输出摆幅(V-+0.1V～V+-0.1V)。比较起来，一个标准的双电源仪表放大器的输出摆幅只能 与电源电压的任一端或地电位相差1V或2V以内。当采用5V单电源工作时，这些仪表放大器仅具有1V或2V输出电压摆幅，而真正的R-R输出仪表放大器能 提供几乎与电源电压一样高的峰峰输出摆幅。另一个重要点是单电源或R-R仪表放大器采用双电源仍能工作(甚至更好)并且通常其工作电源电压比传统的双电源 器件低。

电源解耦是一个经常被工程师忽视的重要细节。通常，旁路电容器(典型值为0.1μF)连接在每个IC的电源引脚和地之间。尽管通常情 况适合，但是这在实际应用中可能无效或甚至产生比根本没有旁路电容器更坏的瞬态电压。因此考虑电路中的电流在何处产生，从何处返回和通过什麽路径返回是很 重要的问题。一旦确定，应当在地周围和其他信号路径周围旁路这些电流。

图1、电源旁路的推荐方法

图2、一个没有输入接地返回的AC耦合仪表放大器电路

通常，像运算放大器一样，大多数单片仪表放大器都有其以电源的一端或两端为参考端的积分器并且应当相对输出参考端解耦。这意味著对於每颗晶片在每个电源引脚与仪表放大器的参考端在PCB上的连接点之间应连接一个旁路电容器，如图1所示。

1.输入接地返回的重要性

当使用仪表放大器电路时出现的一个最常见的应用问题是缺乏为仪表放大器的输入偏置电流提供一个DC返回路径。这通常发生在当仪表放大器的输入是容性 耦合时。图2示出这样一个电路。这里，输入偏置电流快速对电容器C1和C2充电直到仪表放大器的输出“极端”，达到电源电压或地电位。

图3、每个输入端和地之间的高阻值电阻器提供一个有效的DC返回路程

解决上述问题的方法是在每个输入端和地之间添加一个高阻值电阻器(R1，R2)，如图3所示。输入偏置电流现在可以自由流入地并且不会像以前那样产 生大输入失调。在过去的电子管电路中，产生类似的效应，需要在栅极(输入)和地之间使用一个栅极　漏电阻以放空积累的电荷(栅极上的电子)。

2.AC输入耦合

再看图3，R1和R2的实际值通常为1MΩ(或小於MΩ)。电阻值的选择是在失调误差和电容值之间的一个折衷。输入电阻越大，由於输入失调电流引起的输入失调电压越大。失调电压漂移也会增加。

当R1和R2选用较低的电阻值时，C1和C2必须使用越高的输入电容值以提供相同的-3dB转折频率
F-3dB=1/(2πR1C1)，这里R1=R2并且C1=C2

除非AC耦合电容器的输入端出现大的DC电压，否则应当使用非极性电容器。因此，为了保持器件的尺寸尽可能小，C1和C2应为0.1μF或更小。

通常，电容值越小越好，因为这样成本会降低并且尺寸会减小。输入耦合电容器的额定工作电压需要足够高以避免因任何可能发生的高输入瞬态电压而造成的击穿。

3.阻容元件匹配

由於(IB1R1)-(IB2R2)=ΔVOS，R1和R2之间的任何不匹配都将引起输入失调不平衡(IB1-IB2)，产生输入失调电压误差。一条有用的规则是保持IBR<10mV。

表1、为AC耦合仪表放大器输入推荐的阻容元件值

ADI公司仪表放大器的输入偏置电流根据其输入结构不同而变化很大。但是，大多数的最大输入偏置电流都在1.5nA和10nA之间。表1给出采用1%金属薄膜电阻器用於AC耦合的典型的阻容值以及每个输入的偏置电流值。

图4、为变压器耦合输入推荐的DC返回路径

图4示出一个为变压器耦合输入推荐的DC返回路径。

4.电缆终端

当在几百千赫(kHz)以上频率条件下使用仪表放大器时，应当在其输入端和输出端连接阻抗合适的50Ω或75Ω 同轴电缆。正常地，电缆终端应当在同轴电缆中心导线与其末端的遮罩线之间简单地连接一苹50Ω或75Ω的电阻器。应当注意的是，为了驱动这些负载到有用的 电平，可能需要一个缓冲放大器。

1.防ESD和DC过载的输入保护

作为用於数据采集系统的介面放大器，仪表放大器经常要遇到输入过载，即电压幅度超过所选择增益范围的满度值或甚至超过电源电压。这些过载一般分为两 类∶稳态过载和瞬态过载(ESD等)，後者发生在仅几分之一秒的时间内。对於三运放仪表放大器设计，当以低增益(10或10以下)工作，增益电阻器作为限 流元件与它们的电阻输入串联。当在高增益条件下，由於RG的阻值较低可能不能完全保护输入端免受过载电流的侵害。

标准的做法是在每个输入端都接限流电阻器，但加上这种保护也增加了电路的噪声。因此在提供的保护作用和引起的电阻器噪声(约翰逊噪声)增加之间需要一种合理的权衡。使用具有高抗噪声能力的仪表放大器能够允许较大的串联保护而不会严重增加其总电路噪声。

当然，增加的噪声越少越好，但一条有用的规则是需要这种额外保护的电路能够很容易地允许电阻值产生30%总电路噪声。例如，一个使用具有20nV/Hz1/2额定噪声的仪表放大器的电路能够允许6nV/Hz1/2的附加约翰逊噪声。

使用下面的试选法将这个数据转换为实际电阻值。1kΩ电阻器的约翰逊噪声大约是4nV/Hz1/2。这个值随电阻值的平方根变化。因此，20kΩ电 阻器的噪声是1kΩ电阻器的201/2倍，为17.88nV/Hz1/2(4.4721×4nV/Hz1/2)。由於两个输入端都需要保护，因而需要两苹 电阻器，并且它们的组合噪声按电阻器个数的平方根增加(平方和的平方根)。在这种情况下，两个20kΩ电阻器增加的总噪声为25.3nV/Hz1/2 (17.88×1.414)。

图5、AD8221仪表放大器输入电路

图5示出AD8221仪表放大器输入结构的详细电路。如图5所示，它具有与每个输入二极管串联的内部400Ω电阻器。

AD8221适合处理6mA稳态(或DC)最大输入电流。其内部电阻器和二极管将保护器件避免输入电压高於正电源0.7V，或低於负电源(6mA× 0.4kΩ)2.4V。因此，对於±15V电源，最大安全输入电压幅度是+15.7V，-17.4V。如果要扩大这个安全输入电压幅度，可以增加外部串联 电阻器，但要以增大电路噪声为代价。

AD8221仪表放大器是一种噪声极低的器件，最大值(eNI)为8nV/Hz1/2。一苹1kΩ电阻器会增加大约107nV/Hz1/2的噪声。这会将最大DC电平上升到高於每个电源电压大约22.5V，对於±15V电源上升到±37.5V。

图6、AD620系列（AD620，AD621，AD622）仪表放大器输入电路

图6示出AD620仪表放大器的输入级。它非常相似於AD8221∶都使用一个400Ω电阻器与每个输入端串，并且都使用二极管保护。主要的不同是 AD8221有四个附加的二极管，其中一组连接在每个输入端和正电之间，另一组连接在每个输入三极管的基极和负电源之间。AD620使用其400Ω内部电 阻器和一组二极管防止负输入电压。对於正电压过载，它依靠其自身的基极-射极输入结作为箝位二极管。

图7、AD627仪表放大器输入电路

AD627能够耐受20mA瞬态输入电流(见图7)。另外，它具有内置2kΩ电阻并且能处理高於其电源电压40V(20mA×2kΩ)的输入电压。 这种保护十分有用。由於其低功耗，AD627的许多应用使用低电压单电源。如果需要更大的保护，可增加非常大的外部电阻器而不会使AD627的 38nV/Hz1/2噪声严重变坏。在这种情况下，增加两苹5kΩ电阻器使电路的噪声大约增加13nV/Hz1/2(30%)，但会提供一个额外的± 100V瞬态过载保护。

图8、AD623仪表放大器输入电路

图8示出AD623仪表放大器的输入电路。在这个设计中，内部(ESD)二极管放置在输入电阻之前，因而提供的保护作用比其他设计要小。AD623 可耐受10mA最大输入电流，但在许多情况下，需要一些外部串联电阻器保持输入电流低於这个水准。由於AD623的器件噪声大约是35nV/Hz1/2， 这里可增加达5k的外部电阻器以提供50VDC过载保护，而总输入噪声仅增加到38nV/Hz1/2。

2.用外接二极管对输入保护

利用附加外部箝位二极管可增加器件输入保护，如图9所示。由於使用了大电流二极管，所以增加了输入保护，它允许使用阻值降低许多的输入保护电阻器，从而也减小了电路噪声。
不幸的是，大多数普通二极管(肖特基二极管，矽二极管等)都具有很高的　漏电流，从而会在仪表放大器的输出端产生很大的失调误差；这种漏电流与温度呈指数关系增加。这样势必导致在采用具有高阻抗源的仪表放大器的应用中取消外部二极管的使用。

虽然现在有了漏电流降低很多的特殊二极管，但是通常很难找到而且也很贵。对於绝大多数应用，限流电阻器是唯一能够对於ESD和较长时间输入瞬态过载提供充分保护的方案。

图9、使用外部元件体增加输入保护

尽管有这些限制，在一些特殊应用中经常需要外部二极管，例如电子除颤器，它利用短脉宽、高电压。可能需要外部二极管和非常大的输入电阻器(达 100kΩ)结合使用以充分保护仪表放大器。为了保证外部二极管在仪表放大器的内部保护二极管开始吸收电流之前开始传导良好，检查二极管的技术指标是一个 好办法。尽管它们提供良好的输入保护，但是标准肖特基二极管的漏电流高达几毫安培(mA)。但是，在图9的例子中，可使用快速肖特基势垒整流器，例如，国 际整流器公司的SD101系列产品；这些器件具有200nA最大漏电流和400mW典型功耗。

3.防ESD和瞬态过载的输入保护

保护仪表放大器输入不受高电压瞬态过载和ESD事件的损害对於电路的长期可靠性是非常重要的。功耗通常是输入电阻器的一个重要因素，无论内部电阻器还是外部电阻器，必须能够有效地处理输入脉冲大多数的功率。

虽然ESD事件可能是极高电压，但它们通常是非常短的脉宽而且往往是一次性事件。由於电路在下一个事件发生前有大量时间去冷却，因而适度的输入保护足以保护使器件不受破坏。
另 一方面，经常发生的短脉宽输入瞬态过载很容易过热并且烧断输入电阻或仪表放大器输入级。一苹1kΩ电阻器，与仪表放大器输入端串联吸收20mA的电流，功 耗为0.4W，通过一个标准的0.5W或更大的表面安装电阻很容易处理。如果输入电流加倍，功耗增为原来的4倍，因为它与输入电流的平方(或施加电压的平 方)成正比。

尽管使用一苹较大功率保护电阻器是一件简单的事，但这是一个危险的做法，因为仪表放大器的输入级功耗也会增加。这很容易导致器件失效。除了ESD事件，最好总是采用保守的办法并且全脉宽输入时处理所有瞬态输入信号。

要期望这些设计能够起到长期保护作用，必须使用足够大阻值的电阻器保护仪表放大器的输入电路避免失效，并且使用足够大功率的电阻器防止烧毁电阻器。

现代仪表放大器的性能不断改进，从而以更低成本为用户提供不断提高的精度和多功能。尽管提高了这些产品性能，但仍存在一些严重影响器 件精度的基本应用问题。现在低成本、高解析度ADC已经被普遍使用，如果仪表放大器被用作ADC前端的前置放大器，那麽系统设计工程师需要保证能与ADC 匹配的仪表放大器的精度。

1.对最低限失调电压漂移的设计

失调电压漂移误差不仅包括那些与使用的有源器件(IC仪表放大器或采用运放组成分立的仪表放大器)相关的误差，而且包括电路元器件或布线中的热电偶 效应。仪表放大器的输入偏置失调和输入失调电流流过不平衡的源阻抗也会产生附加的失调误差。在用单独的运放组成的仪表放大器设计中，这些误差随温度增加， 除非使用精密运放。

2.对最低限增益漂移的设计

当考虑增益误差时，经常忽视PCB布线，电路的温度梯度，以及任何外部增益电阻器的特性对增益误差的影响。如果需要高DC精度，增益电阻器的最大允 许误差，它的温度系数，该电阻器相对於同一增益网络中其他电阻器的物理位置，以及甚至其物理方向(垂直或水准)都是重要的设计考虑。

表2、推荐的串联保护电阻值

在许多ADC前置放大器电路中，仪表放大器的增益通过一个用户选择的外部电阻器来设置，因此这只电阻器的最大允许误差以及它对温度的变化，就像IC 内置的电阻器一样会影响电路的增益精度。常用的电阻器包括通孔插装的1% 1/4W金属薄膜电阻器和1% 1/8W晶片电阻器。这两种类型的电阻器具有典型的100ppm/℃温度系数(TC)。但是，有些晶片电阻器会具有200ppm/℃或甚至 250ppm/℃的TC。

甚至在使用1% 100ppm/℃的电阻器时，仪表放大器的增益精度也会下降。电阻器的初始室温精度仅为±1%，对於每℃的温度变化，电阻器会漂移0.01% (100ppm/℃)。初始增益误差很容易利用软件方法减去，但是为了修正对温度的误差，需要不断重新校准(并且包括温度传感器)。

如果电路经过初始校准，对於10℃温度变化，总增益精度减小到大约10bit(0.1%)精度。因此甚至在12bit ADC前端，也从未使用外接1%标准金属薄膜增益电阻器的仪表放大器∶它会破坏14bit或16bit ADC的精度。

图10、输入信号幅度引起增益误差的例子

与外部电阻器相关的附加的误差源也会影响增益的精度。首先是由输入信号幅度产生的电阻器发热导致的误差。图10示出的一个简单的运放电压放大器就是一个实例。

在零信号条件下，没有输出信号，电阻器不会发热。但是当施加一个输入信号时，一个被放大的电压信号就会出现在该运放的输出端。当放大器工作在有增益 条件下，电阻器R1的阻值要比R2大。这意味著加在R1两端上的电压要大於加在R2两端上的电压。每只电阻器的功耗等於该电阻器两端电压的平方除以其电阻 值。因此，该电阻器的功耗和其内部发热会随电阻值成比例增加。

在这个例子中，R1为9.9kΩ，R2为1kΩ。因此，R1的功耗是R2的9.9倍。这会导致一个随输入幅度变化的增益误差。使用具有不同TC的电 阻器也会引起增益误差。甚至当使用TC匹配的电阻器时，随输入信号幅度变化的增益误差仍会发生。使用较大阻值(即较高功率)的电阻器会减少这些影响，但精 密的低TC功率电阻器很贵并且也很难找到。

图11、采用大阻值、低TC回馈电阻器组成的三运放放大器

当使用一个分立三运放仪表放大器时，如图11所示，这些误差将被减少。在三运放仪表放大器中，有两个反馈电阻器R1和R2，以及一个增益电阻器 RG。由於仪表放大器使用两个反馈电阻器而运放只使用一个，仪表放大器的每一苹电阻器仅有一半的功耗(对於相同增益)。单片仪表放大器，例如AD620， 通过使用较大阻值(25kΩ)的反馈电阻器，提供了进一步的优点。对於一个给定的增益和输出电压，大反馈电阻器的功耗较小(即，P=V2/RF)。

当然，一个分立仪表放大器也可设计成使用大阻值、低TC电阻器，但会增加成本和复杂性。另一个没那麽严重但仍很显著的误差源是所谓的热电偶效应，有 时也称为热EMF。这发生在当两种不同的导体(例如，铜和金属薄膜)连接在一起时。当这种双金属结点被加热，就会产生一个简单的热电偶。当使用相同的金属 时，例如铜-铜结点，可产生达0.2mV/℃的热电误差电压。热电偶效应的例子如图12所示。

图12、分立电阻器内部的热电偶效应

最後一个误差源是当外部增益电阻器两端有温度梯度时产生的。为了节省PCB面积，将电阻器直立安装在PCB的简单情况，总会在电阻器两端产生温度梯 度。将电阻器平放在PCB上会解决这个问题，除非空气沿电阻的轴向流动(气流冷却电阻器的那一端要比另一端的温度低)。安装电阻器时使其轴向垂直於气流方 向可将这种温度影响减到最小。

3.实际解决方案

概括起来，单片仪表放大器使用外部电阻器时会产生许多DC失调和增益误差。分立设计往往会出现更大的误差。对於这个问题有三种实际解决方案∶采用优质的电阻器，使用软件修正，最好的方案仍然是采用所有增益电阻器都在片内的仪表放大器，例如AD621。

方案1∶采用优质的增益电阻器

通常，假定经过一些初始校准，使用普通的1%电阻器仅可能获得12bit或13bit的增益性能。解决这个问题的一种有用的方案是采用优质的电阻 器。采用0.1% 1/10W表面安装电阻会显著提高性能。除了具有提高10倍的初始精度，其TC典型值仅25ppm/℃，在10℃温度范围内会提供优於13bit的精度。

如果需要更高的增益精度，有专业公司出售的具有较低TC的电阻器，但通常都是很贵的军品。

方案2∶采用固定增益的仪表放大器

到目前为止，采用所有电阻器都包含在IC内的单片仪表放大器(例如，AD621或AD8225)可提供最佳的总体DC性能。这样，所有电阻器都具有相同的TC，都处於实际上相同的温度，并且晶片的任何温度梯度都非常小，所以保证增益误差漂移并且达到非常高的标准。

在增益为10的条件下，AD621保证具有小於2.5μV/℃的DC失调漂移最大值和±5ppm/℃增益漂移最大值，即仅0.0005%/℃。

AD8225是一种固定增益为5的仪表放大器。它具有2μV/℃失调漂移最大值和0.3μV/℃漂移最大值。

另一个重要的设计考虑是电路增益如何影响许多仪表放大器误差源，例如，DC失调和噪声。仪表放大器应该看作是具有输入级和输出级的两级放大器。每级都有它自己的误差源。

由於输出级的误差要乘以一个固定增益(通常为2)，在低电路增益条件下，这一级经常是主要的误差源。当仪表放大器工作在较高增益时，输入级的增益也提高。由於增益提高，输入级贡献的误差被放大，而输出级误差没变。因此，在高增益条件下，输入级误差起主要作用。
由於不同的技术指标表上的器件技术指标经常涉及到不同类型的误差，对於粗心的工程师很容易在产品之间做出不正确的比较。技术指标中可能会列出以下四类基本误差∶输入误差，输出误差，RTI总误差和RTO总误差。这里试图给出便於简化的解释，而不是一些复杂的定义。

输入误差是由於放大器的输入级单独贡献的误差；输出误差是由於放大器的输出级引起的误差。我们常常将与输入端相关的误差分类和组合在一起，称作折合到输入端(RTI)误差，而将所有与输出端相关的误差则称之为折合到输出端(RTO)误差。

对於给定的增益，仪表放大器的输入误差和输出误差可使用以下公式计算∶
RTI总误差= 输入误差 + 输出误差/增益
RTO总误差= 增益×输入误差 + 输出误差
有时技术指标页会列出一个对於给定增益的RTI或RTO的误差项。在其他情况下，则需要用户根据要求的增益计算误差。

1.失调误差

以AD620A为例，可以利用在AD620A的技术指标页中列出的具体误差计算工作在增益为10时的总失调电压误差。因为表中列出AD620(VOSI)的输入失调电压典型值为30μV，它的输出失调电压(VOSO)为400μV，所以RTI总失调电压等於∶
RTI总误差= VOSI＋(VOSO/G)
= 30μV＋(400μV/10)
= 30μV＋40μV
=70μV
RTO总失调电压等於∶
RTO总误差=G×VOSI＋VOSO
= 10×30μV＋400μV
= 700μV
应当注意RTO误差值比RTI误差值大10倍。从逻辑上讲，这应当是对的。因为当增益为10时，该仪表放大器的输出误差应当是其输入误差的10倍。

2.噪声误差

仪表放大器的噪声误差也需要用类似的方式考虑。因为典型的三运放仪表放大器的输出级工作在单位增益，输出级的噪声贡献通常非常小。但也有输出级工作 在较高增益的三运放仪表放大器，并且双运放仪表放大器中通常第二个放大器工作在增益条件下。当工作在增益条件下的某一级，其噪声随输入信号一起被放大。除 了两级的噪声按均方根相加，RTI和RTO噪声误差的计算方法与失调误差的计算方法相同。

真实世界应用必须处理不断增加的射频干扰(RFI)。特别要考虑信号传输线路长并且信号强度低的情况。这是仪表放大器的典型应用，因为其固有的CMR性能允许仪表放大器提取叠加在很强的共模噪声和干扰信号上的微弱差分信号。

但是，一个经常被忽视的潜在问题是仪表放大器内部的射频(RF)整流。当有很强的RF干扰存在时，它可能被IC整流之後会表现为DC输出失调误差。仪表放大器的CMR能力通常会大大减小出现在其输入端的共模信号。

不幸的是，发生RF整流是因为即使最好的仪表放大器在20kHz以上的频率条件下事实上没有CMR能力。很强的RF 信号首先被仪表放大器的输入级整流，然後表现为DC失调误差。一旦被整流，其输出端的低通滤波怎麽也不能去除这个误差。如果RFI是断续性的，这会导致无 法检测的测量误差。

1.设计实用的RFI滤波器

最实用解决方案是通过使用一个差分低通滤波器在仪表放大器前提供RF衰减滤波器。该滤波器需要完成三项工作∶尽可能多地从输入端去除RF能量，保持每个输入端和地之间的AC信号平衡，以及在测量带宽内保持足够高的输入阻抗以避免降低对输入信号源的带载能力。
图13 示出一个用於多种差分RFI滤波器的基本单元电路。图中选用的元器件值适合AD8221，它的-3dB带宽典型值为1MHz和电压噪声典型值为 7nV/Hz1/2。该滤波器除了提供对RFI抑制，还提供附加的输入过载保护，因为电阻器R1a和R1b帮助把仪表放大器的输入电路与外部信号源隔离。

图14是一个RFI电路原理图。它示出一个由电桥电路组成的滤波器，它的输出端接到该仪表放大器的两个输入端。因为，C1a/R1a和 C1b/R1b时间常数的任何不匹配都会使电桥不平衡并且降低高频共模抑制。所以，电阻器R1a和R1b以及电容器C1a和C1b应当总是相等。
如 图14中所示，C2跨接电桥输出端以便C2有效地与C1a和C1b的串联组合并联。这样连接，C2非常有效地减小了由於不匹配造成的任何AC CMR误差。例如，如果C2比C1大10倍，那麽它能将由於C1a/C1b不匹配造成的CMR误差降低20倍。注意，该滤波器不影响DC CMR。

RFI滤波器有两种不同的带宽∶差分带宽和共模带宽。差分带宽定义为当差分输入信号施加到电路的两个输入端(+IN 和-IN)时滤波器的频率响应。RC时间常数由两个阻值相等的输入电阻器(R1a，R1b)之和，以及与C1a和C1b的串联组合并联的差分电容器C2一 起决定。
该滤波器的-3dB差分带宽(BW)为∶共模带宽定义为连接在一起的两个输入与地之间出现的共模RF信号。认识到C2不影响共模RF 信号的带宽很重要，因为这个电容是连接在两个输入端之间(有助於使它们保持在相同的RF信号幅度)。因此，共模带宽由两个RC网络(R1a/C1a和 R1b/C1b)对地的并联阻抗决定。
-3dB共模带宽等於∶
采用如图13的电路，C2值为0.01μF，-3dB差分信号带宽大约为1,900Hz。当工作在增益为5条件下，在10Hz～20MHz频率范围内电路测量到的RTI DC失调漂移小於6μV。当工作在单位增益条件下，没有可测量的DC失调漂移。

图13、用於防止RFI整流误差的低通滤波器电路

RFI滤波器应使用两面都有地线层的PCB制作。所有元器件引脚应尽可能短。输入滤波器的地应采用最直接的路径连接到放大器的地。避免在分开的 PCB上或单独的外壳内制作滤波器和仪表放大器电路，因为这样额外的引线长度会产生一个环路天线。取而代之的是应当将这个滤波器置於仪表放大器自身的输入 端。进一步的措施是采用无电感和无发热(低TC)的优质电阻器。电阻器R1和R2可以采用普通的1%金属薄膜电阻器。但是，这三个电容器都需要采用高Q 值、低损耗电容器。电容器C1a和C1b需要采用±5%允许误差的电容器以避免降低电路的CMR。推荐采用传统的5%镀银云母电容，小型云母电容，或新型 的Panasonic 公司±2% PPS薄膜电容器(Digi-key公司产品型号PS1H102G-ND)。

2.用试选法选择RFI滤波器元件值

下述通用规则会非常容易地设计RC输入滤波器。
首先，确定两苹串联电阻器的阻值，同时保证前面的电路可充分地驱动这个阻抗。这两苹电阻器 的典型值在2kΩ和10kΩ之间，这两苹电阻器产生的噪声不应当大於该仪表放大器本身的噪声。采用一对2kΩ电阻器，约翰逊噪声会增加 8nV/Hz1/2；采用4kΩ电阻器，会增加11nV/Hz1/2；采用10kΩ电阻器，会增加18nV/Hz1/2。

图14、电容器C2与Cla/C1b并联可有效地降低由於C1a/C1b不匹配引起的AC CMR误差

其次，为电容器C2选择合适的电容值，它确定滤波器的差分(信号)带宽。在保证不衰减输入信号的条件下，这个电容值最好总是选择得尽可能低。10倍於最高信号频率的差分带宽通常就足够了。

最後，选择电容器C1a和C1b的电容值，它们设置共模带宽。对於可接受的AC CMR，其带宽应当等於或小於由C2电容值设置的差分带宽的10%。共模带宽应当总是小於仪表放大器单位增益带宽的10%。

3.具体的设计案例

(1)用於AD620系列仪表放大器的RFI抑制电路

图15是一个用於通用仪表放大器的RFI电路，例如，AD620系列，它具有比AD8221高的噪声(12nV/Hz1/2)和低的带宽。

图15、用於AD620系列仪表放大器的RFI电路

相应地，采用了相同的输入电阻器，但电容器C2的电容值增加大约5倍达到0.047μF以提供足够的RF衰减。采用图中所示的元件值，该电路的- 3dB带宽大约为400Hz；通过将电阻器R1和R2的电阻值减至2.2kΩ，带宽可增加到760Hz。应当注意，不要轻易地增加带宽。它要求前面所述的 仪表放大器电路驱动一个较低阻抗的负载，从而导致输入过载保护能力会有些降低。

(2)用於微功耗仪表放大器的RFI抑制电路

有些仪表放大器比其他仪表放大器更易受RF整流的影响，可能需要更具鲁棒性的滤波器。微功耗仪表放大器，例如AD627就是一个好的例子，它具有低 输入级工作电流。简单地增加两个输入电阻器R1a和R1b的值或电容器C2的值，会以减小信号带宽为代价提供进一步的RF衰减。

由於AD627仪表放大器具有比通用IC(例如，AD620系列器件)更高的噪声(38nV/Hz1/2)，所以可以使用较高的输入电阻器而不会严重降低电路的噪声性能。为了使用较高阻值的输入电阻器，我们对图13所示的基本RC RFI电路做了改进，如图16所示。

图16、用於AD627的RFI抑制电路

滤波器的带宽大约为200Hz。在增益为100的条件下，1Hz～20MHz输入范围内施加1Vp-p输入信号，RTI最大DC失调漂移大约为400μV。在相同增益条件下，该电路的RF信号抑制能力(输出端的RF幅度/施加到输入端的RF幅度)优於61dB。

图17、AD623 RFI抑制电路

(3)用於AD623仪表放大器的RFI滤波器

图17示出为使用AD623仪表放大器推荐的RFI抑制电路。因为AD623比AD627不容易受RFI影响，所以其输入电阻器可从20kΩ减小到 10kΩ；这增加了电路的信号带宽并且降低了电阻器的噪声作用。此外，10kΩ电阻器仍提供非常有效的输入保护。使用图示的元件值，该滤波器的带宽大约为 400Hz。在增益为100的条件下，1Vp-p输入信号的RTI最大DC失调电压小於1μV。在相同增益条件下，该电路的RF信号抑制能力优於 74dB。

(4)用於AD8225的RFI滤波器电路

图18、AD8225 RFI滤波器电路

图18示出为AD8225仪表放大器推荐的RFI滤波器电路。AD8225仪表放大器具有固定增益5并且比AD8221要易受RFI的影响。在不采 用RFI滤波器时，施加一个2Vp-p，10Hz～19MHz正弦波，测量该仪表放大器的RTI DC失调大约为16mV。采用更大阻值(用10kΩ替代4kΩ)的滤波器能提供比AD8221电路更大的RF衰减。由於AD8225具有较高的噪声，选用 较高的电阻值是允许的。在采用上述滤波器的相同测量条件下，没有可测量的DC失调误差。

(5)采用X2Y电容器的共模滤波器

图19示出X2Y电容器的接线图。它们是非常小的三端器件，具有四个外部接线端──A，B，G1和G2。其中G1和G2端在电容器内部连接。

图19、X2Y电容器的静电模型

X2Y电容器是由内部平板结构构成的一种集成电容器，提供很有趣的特性。从静电学角度看，它的三个电极板构成两个电容器，其中G1和G2接线端共 用。该器件制造工艺可自动地将这两个电容器匹配得非常接近。另外，X2Y电容器结构包括一个有效的自耦变压器(共模扼流圈)。因此，当这两个电容器用於共 模滤波器时，它们提供对高於滤波器转折频率的共模信号抑制能力优於可比的RC滤波器。采用X2Y电容器的滤波电路通常允许省略电容器C2，从而节省成本和 PCB面积。

图20a、传统的RC共模滤波器

图20b、采用X2Y电容器的共模滤波器

图20a示出一个传统的RC共模滤波器，而图20b则示出一个采用X2Y电容器的共模滤波器电路。图21是这两种滤波器的RF衰减对比。

(6)用於仪表放大器RFI滤波器的共模RF扼流圈

图21、X2Y共模滤波器与传统RC共模滤波器的RFI衰减对比

图22、采用民用共振RF扼流图的RFI抑制电路

一种民用的共模RF扼流圈作为RC输入滤波器的一种替代元件可连接到仪表放大器之前，如图22所示。共模扼流圈是一种采用公共磁芯的双绕组RF扼流 圈。任何对两个输入端共模的RF信号都将被扼流圈衰减。这种共模扼流圈提供了一种使用最少元件减小RFI的简单的方法，并且提供了一个更宽的信号通带，但 这种方法的有效性依赖於所使用的具体共模扼流圈的质量。应该最好选用内部匹配优良的扼流圈。使用扼流圈的另一个潜在问题是不具有像RC RFI滤波器那样能起到提高输入保护的作用。

使用AD620仪表放大器和专用的RF扼流圈，在增益为1,000条件下，对其输入施加一个1Vp-p共模正弦波，图22所示电路能将RTI DC失调误差减少到小於4.5μV。该电路还可大大提高其高频CMR，见表3。

表3、图22所示电路的AC CMR 与频率的关系

因为有些仪表放大器比其他仪表放大器更易受RFI的影响，所以使用共模扼流圈有时可能会不合适。在这种情况下，RC输入滤波器是一个更好的选择。

图23示出一个用於测量RFI抑制的典型测试方案。为了测试这些电路的RFI抑制，使用非常短的导线将两个输入端连接在一起。通过一段50Ω终端电缆将一个优质的正弦波发生器连接到待测输入端。

图23、测量仪表放大器RFI抑制的典型测试方案

使用示波器调整信号发生器在电缆终端有1V峰峰值输出。设置仪表放大器工作在高增益(例如，100倍的增益)。仪表放大器的DC失调误差在其输出使 用数字电压表(DVM)可简便地直接读出。对於测量高频CMR，通过一个补偿的示波器探针将示波器连接到仪表放大器输出并且测量对输入频率的峰峰值输出电 压(即馈通)。当计算CMR与频率的关系时，请记住要考虑到输入端(VIN/2)和仪表放大器的增益(G)。

1.采用低通滤波提高信噪比

为了从有噪声的测量中取出数据，可使用低通滤波器通过除去信号带宽外的所有信号来大大提高测量的信噪比。在有些情况下，可使用带通滤波(减小低於和高於信号频率的响应)以便进一步提高测量解析度。

图24、用於资料获取的4极点低通滤波器

图24所示的1Hz，4极点有源滤波器是一个非常有效的低通滤波器的例子，通常把它加在被仪表放大器放大的信号之後。该滤波器以低成本提供高DC精 度同时需要的元器件数最少。应当注意的是，为提供1Hz以外的转折频率(见表4)，可简便地按比例改变元件值。如果首选2极点滤波器，那麽从第一个运放输 出就可以简单地得到。

表4、为1赫兹，4极点低通滤波器推荐的元件值

四运放(AD704或OP497)的低电流噪声、输入失调和输入偏置电流允许采用1MΩ电阻器而不会牺牲该运放的1μV/℃漂移。这样，可以使用较 低的电容值，从而可降低成本和元件尺寸。此外，由於这些运放的输入偏置电流像在大多数MIL军用温度范围内的输入失调电流一样低，因而很少需要使用标准的 平衡电阻器(及其减少噪声的旁路电容器)。但是应当注意，增加可选的平衡电阻器在高於100℃的温度条件下能提高性能。

表中给出的数据适合1.0Hz频率的-3dB带宽。对於其他频率，只需简便地按比例直接改变C1～C4的电容值；例如，对於3Hz频率贝塞尔响应，C1=0.0387μF，C2=0.0357μF，C3=0.0533μF，C4=0.0205μF。

2.外部调整CMR和建立时间

图25、用於分立三运放仪表放大器的外部DC CMR和AC CMR调整电路

当需要非常高速、宽带宽仪表放大器时，一种常用的方法是使用几个仪表放大器或一个复合仪表放大器和一个高带宽减法放大器。这些分立设计通过外部调整 可以很容易调节以便获得最佳的CMR性能。一种典型的电路如图25所示。应当总是首先调整DC CMR，因为它在所有频率条件下都影响CMR。

+VIN和-VIN端应连接在一起并且在两个输入端和地之间施加一个DC输入电压。应当先调整这个电压以提供10VDC输入。然後调整DC CMR微调电位器以便在输入端施加正DC电压和负DC电压时使输出电压相等并且尽可能低。用类似方法完成AC CMR微调电位器的调整，这时应施加AC输入信号。使用的输入频率应稍小於电路的-3dB带宽。

将两个输入连接在一起并应使输入信号幅度调整在20Vp-p。然後调整AC CMR微调电位器以提供尽可能最低的输出。如果需要尽可能最佳的建立时间，那麽在示波器上观察输出波形的同时利用AC CMR微调电位器进行调整。应当注意，在有些情况下，应当在最佳CMR和最快建立时间之间进行折衷。

Charles Kitchin，Lew Counts
美国模拟器件公司